Platines FI image – Système CCIR

I – Généralités sur l’amplificateur FI vision

Nous avons vu dans le chapitre 5 concernant la modulation d’amplitude, qu’à l’émission, il n’y avait pas suppression totale mais seulement partielle d’une bande latérale. Ce sont donc les fréquences élevées qui subissent une modulation de phase et une réduction du taux de modulation.

Ce sont les variations rapides de modulation qui sont concernés(transitions blanc noir et inversement).

Si l’on désire que le signal détecté corresponde aussi parfaitement que possible au signal de modulation, la courbe de réponse de l’amplificateur FI doit tenir compte de cette modulation de phase et de la réduction du taux de modulation.

L’amplificateur FI vision joue donc un rôle primordial dans la qualité de l’image.

La bande passante très large(5 à 10 MHz selon les standards)que doit avoir l’amplificateur FI vision, et les caractéristiques d’amplitude et de phase que le signal doit conserver après amplification, nécessitent une conception élaborée de cet amplificateur.

II – FI vision en standard français

A) Courbe de réponse type d’un amplificateur FI vision

La (figure 1) représente la courbe de réponse d’un amplificateur FI vision au standard français 625 lignes. On observe que la fréquence intermédiaire vision fo se trouve sur le flanc incliné. Pour les fréquences de part et d’autre de fo (comprises entre F1 et F2), l’émission comporte deux bandes latérales. Le taux de modulation des fréquences basses se trouve donc doublé par rapport aux autres fréquences. Il va donc falloir réduire de moitié le gain pour fo = 32,7 MHz, ce que l’on obtient en positionnant la FI vision sur le plan incliné à – 6 dB.

Le flanc doit être le plus symétrique possible par rapport à 32,7 MHz, il doit être également linéaire.

Si la FI vision n’est pas calée symétriquement sur le flanc incliné, il en résulte une altération de la qualité de l’image.

Deux cas peuvent se présenter :

a) La FI vision fo se trouve au dessous de – 6 dB comme représenté sur

    la (figure 2) .

On observe que les fréquences élevées sont favorisées par rapport aux fréquences basses (transitions blanc noir et noir blanc). Sur l’écran, on observera une zone d’un blanc saturé lors de la transition d’une zone noire à une zone blanche. Ceci se nomme le phénomène de plastique.

La (figure 3) représente un oscillogramme dilaté du signal vidéo lors d’une transition noir blanc présentant un phénomène de plastique.

b) La FI vision se trouve au dessus de – 6 dB comme représenté sur la (figure 4) .

La figure 4 montre que les fréquences basses sont favorisées, par contre, les fréquences élevées sont désavantagées, c'est-à-dire les transitions blanc noir et noir blanc. Lors des transitions, par exemple, pour un texte en blanc sur fond noir, on observera sur l’écran toute une zone de dégradés à la suite des lettres. Ceci est le phénomène de traînage.

La (figure 5) représente un oscillogramme dilaté du signal vidéo lors d’une transition présentant un phénomène de traînage.

B) Forme réelle de la courbe de réponse d’un amplificateur FI vision

Nous avons vu la nécessité du flanc incliné côté porteuse FI vision, côté FI son, il faut une très brutale atténuation de telle sorte qu’à la fréquence de 39,2 MHz, il n’y ait aucune amplification de la porteuse son dans la voie vision. Cette atténuation sera obtenue par des circuits réjecteurs accordés sur 39,2 MHz.

Or cette brutale atténuation vers 39,2 MHz a une incidence sur la caractéristique phase fréquence.

Précisément, cette caractéristique est d’une très grande importance dans la transmission de signaux complexes, donc en télévision. Il est bien évident que pendant la transmission, tous les signaux subissent un certain retard.

On constate que les variations de phase sont proportionnelles aux variations de fréquences. Ce sont des variations linéaires, comme représenté (figure 6) .

D’autre part, il existe une relation entre la courbe phase fréquence et la courbe amplitude fréquence, ce qui signifie que si l’on veut une caractéristique phase fréquence linéaire comme décrit (figure 6) , la courbe de réponse amplitude fréquence doit être en forme de cloche.

Mais dans la pratique, cette courbe aura une allure du type de la (figure 7) , due à la nécessité de réjecter la porteuse son à 39,2 MHz.

Compte tenu de toutes les exigences que nous venons de citer, la forme de la courbe de réponse de l’amplificateur FI vision sera obtenue en se servant de tous les circuits de chaque étage. Ainsi, l’amplificateur FI vision forme un ensemble possédant deux caractéristiques essentielles qui sont :

a) Le gain qui est déterminé par le choix des tubes, des transistors ou des circuits intégrés et le nombre d’étages que comporte l’amplificateur.

b) Le respect de la courbe de réponse qui nécessite l’emploi de circuits à large bande, auxquels sont associés des circuits réjecteurs. Ces réjecteurs éliminent la FI son du canal vision, ainsi que d’autres fréquences pouvant interférer avec la FI vision(canaux adjacents notamment).

Tous ces circuits permettent d’obtenir une courbe de réponse globale de l’amplificateur FI vision telle que représenté (figure 8) .

C) Amplificateurs FI vision en standard français à transistors

La (figure 9) représente le schéma synoptique d’un amplificateur FI vision à trois étages. On trouve également des amplificateurs FI à deux étages.

En examinant le synoptique de la figure 9 , on voit que chaque étage comporte différents circuits de mise en forme et de réjection associés au transistor amplificateur.

Sur le 1^er étage, un réjecteur centré sur 39, 2 MHz assure une grande atténuation de la porteuse son. Un autre réjecteur centré sur 41,25 MHz élimine le son du canal 2 VHF (éventuellement capté).

On trouve dans le deuxième étage, un réjecteur son du canal adjacent centré sur 26,05 MHz ainsi qu’un réjecteur son 39,2 MHz.

On trouve dans le troisième étage, deux réjecteurs son 39,2 MHz éliminant ce qui pourrait rester de la porteuse son.

On remarquera que chaque étage possède un ou plusieurs circuits de mise en forme qui modèlent chacun une partie de la courbe de réponse globale de l’amplificateur FI vision.

D’autre part, il faut avoir une tension d’environ 2 V crête après détection vision, ce qui nécessite un gain de l’amplificateur FI vision compris entre 60 et 80 dB.

En standard 625 lignes, la largeur de la bande passante est réduite(bande étroite), c’est un circuit de mise en forme FI faisant partie de l’ensemble VHF qui effectue cette opération.

L’impédance d’entrée d’un transistor monté en émetteur commun est de l’ordre du kiloohm. Cette caractéristique impose une adaptation d’impédance des circuits de couplage inter étages. En effet, il faut transférer le maximum de puissance à la base du transistor suivant, tout en amortissant au minimum le circuit accordé. De plus, il faut tenir compte des variations des caractéristiques d’entrées des transistors soumis à l’action du CAG FI.

1) Gain d’un étage FI ayant un circuit LC parallèle accordé

Considérons le schéma de la (figure 10) , un transistor monté en émetteur commun a comme charge de collecteur un circuit parallèle LC.

Le gain d’un montage en émetteur commun est défini par la relation

G = , nous aurons donc G = Z étant l’impédance du circuit

LC.

A la fréquence de résonance, la charge de collecteur à une impédance Zo maximale.

Nous aurons donc un gain maximum à cette fréquence Fo. Pour toutes les fréquences différentes de Fo, l’impédance Z de la charge est plus faible que l’on s’éloigne de Fo.

Le gain de l’amplificateur diminuera donc pour les fréquences s’éloignant de Fo.

2) Circuits de couplages assurant la liaison entre étages FI vision

a) circuits simples décalés

La (figure 11) représente deux systèmes de couplage simple.

A la (figure 11 a) , nous avons un couplage inductif.

A la (figure 11 b) , il s’agit d’un couplage capacitif.

Dans les deux cas, nous voyons que le circuit est accordé par le noyau plongeur de la bobine L.

Avec ce système, chaque étage est centré sur une fréquence et la courbe de réponse globale de l’amplificateur FI a une forme qui est la somme des courbes de réponse de chaque étage comme le montre la (figure 12) .

L’allure de cette courbe sera, bien entendu, quelque peu modifié par les réjecteurs indispensables pour éliminer les fréquences indésirables.

b) Circuits doubles ou encore appelés filtres de bande.

Ils sont composés de deux circuits semblables, accordés sur la même fréquence. La (figure 13) représente un tel montage.

Les deux circuits sont accordés par un noyau réglable dans chaque bobine.

On peut réaliser un couplage appelé couplage critique. Dans ce cas, on obtient une courbe de réponse à une bosse. Pour se rapprocher le plus possible du gabarit idéal de la courbe de réponse d’un amplificateur FI vision, il est nécessaire de réaliser un couplage plus serré. La courbe de réponse des circuits surcouplés présente alors deux bosses.

La (figure 14) représente les courbes de réponse obtenues avec des circuits au couplage critique et des circuits surcouplés.

Les circuits surcouplés sont généralement réglés de telle sorte qu’une bosse se trouve centrée aux alentours de 30 MHz et l’autre bosse vers 36 MHz. Le creux est centré sur 33 MHz à – 3 dB.

Notons enfin que le couplage peut être obtenu par un condensateur C.

Avec ce genre de couplage, les deux bobines sont placées dans un blindage séparé.

c) Filtre de bande à couplage par enroulement commun

Ce filtrage a l’avantage d’avoir un très bon transfert d’énergie du primaire au secondaire. Il est représenté à la (figure 15) .

La bobine L1 accorde le circuit primaire et la bobine L2 accorde le circuit secondaire. On accorde ces deux circuits sur la même fréquence située dans le haut de la bande.

La bobine L3 fait varier le couplage et agit également sur la bosse des fréquences basses. La (figure 16) montre l’action de ces bobines.

d) Filtre de bande à couplage inductif

Ce montage représenté (figure 17) . C’est un transformateur où le couplage magnétique, entre primaire et secondaire, est ajustable par le noyau réglable. Dans ce montage, le degré de couplage agit simultanément sur les deux bosses comme indiqué (figure 18) . D’autre part, la proximité des deux enroulements réalise un léger couplage capacitif.

e) Filtre de bande à couplage capacitif

Ce montage est représenté (figure 19) . Il est constitué de deux circuits accordés sur la même fréquence. C’est la valeur du condensateur de couplage C qui permet de modifier le degré de couplage des circuits. Le condensateur de couplage C agit également sur la bosse des fréquences basses comme indiqué (figure 20) .

3) Circuits de réjection ou réjecteurs

Pour éliminer une tension d’une fréquence indésirable, on peut procéder de différentes manières :

On s’oppose à son transfert d’un point à un autre (circuits parallèles).

On peut diriger cette tension vers la masse (circuits série).

On peut réaliser une contre réaction sélective au niveau d’un étage de l’amplificateur FI vision de telle sorte qu’à cette fréquence, l’étage ait un gain très faible.

a) Réjecteurs s’opposant à un transfert d’une tension d’un point à un autre : réjecteurs parallèles

Ce sont des circuits résonants parallèles. Ils sont insérés en série entre deux étages. Ils bloquent la fréquence indésirable sur laquelle ils sont calés.

La (figure 21) représente le schéma type d’un circuit résonant parallèle. Le noyau de la bobine L permet de centrer la fréquence de résonance du circuit sur la fréquence à bloquer.

A la fréquence Fo, ce circuit présente une impédance maximum ainsi, la tension V présente en S se trouvera très atténuée par rapport à V présente à l’entrée E du réjecteur.

Dans les montages à transistors, ce genre de montage n’est pas utilisé ainsi, car les faibles impédances des circuits dues justement à ces transistors nécessitent une adaptation d’impédance des réjecteurs afin qu’ils ne soient pas amortis, ce qui les rendraient inefficace.

La (figure 22) représente différents montages de réjecteurs parallèles adaptés.

La (figure 22a) représente un réjecteur parallèle constitué d’un transformateur dont le secondaire est accordé sur la fréquence à bloquer à l’aide du noyau plongeur de la bobine L2. A la fréquence de résonance Fo, l’impédance du secondaire est maximale et, comme dans tout transformateur, les caractéristiques du secondaire sont ramenées au primaire.

Ainsi, la fréquence indésirable est atténuée par la bobine L1 qui présente une impédance maximale pour cette fréquence.

La (figure 22b) représente un réjecteur parallèle dont l’adaptation d’impédance est effectuée par le diviseur capacitif C1, C2. Le réjecteur est calé sur la fréquence à bloquer au moyen du noyau plongeur de la bobine L.

La (figure 22c)  représente un réjecteur parallèle dont l’adaptation d’impédance est réalisée en entrant sur une prise intermédiaire de la self. L’accord sur la fréquence à bloquer est fait en agissant sur le noyau plongeur de la self.

b) Réjecteurs évacuant une tension à la masse : réjecteurs série

Ce sont des circuits résonants série. Il sont montés entre la ligne inter étages et la masse.

La (figure 23)  représente un réjecteur série constitué d’un condensateur C et d’une bobine à noyau réglable L. A la fréquence de résonance Fo, ce circuit présente une impédance minimum évacuant ainsi la fréquence indésirable à la masse.

Il est parfois intéressant de pouvoir doser l’efficacité d’un réjecteur. Une résistance ajustable permet de faire varier le niveau de réjection. Nous allons voir deux configurations de filtres parallèles à niveau de réjection variable :

A la (figure 24a) , nous avons un filtre parallèle relié à la masse par une résistance variable R. Quand R = 0, nous obtenons le montage de la (figure 24b) . C’est un filtre en passe bas dont la fréquence Fo à réjecter est obtenue au moyen du noyau plongeur de la bobine L. Le graphe de la (figure 24c)  nous montre que la fréquence Fo est atténuée de 40 dB quand la résistance variable R est à sa valeur minimum. Pour la valeur maximum de R, le niveau de réjection à Fo est beaucoup moins important. Entre ces deux positions extrêmes de R, on obtient des niveaux de réjection intermédiaires.

La (figure 25a)  représente un réjecteur parallèle dont le point froid est la prise médiane de la bobine L. Le graphe de la (figure 25c)  montre le niveau de réjection obtenu en fonction de la valeur de la résistance variable R. Pour R = 0, nous avons un filtre en passe haut comme représenté à la (figure 25b) et le maximum de réjection à la fréquence Fo. Nous constatons que le niveau varie en fonction de la valeur de la résistance R . Ce niveau est minimum pour une valeur une de R maximum.

c) Réjecteurs par contre réaction

La (figure 26) représente le schéma type d’un tel réjecteur. La bobine L2 constitue avec le condensateur C un circuit parallèle accordé. La bobine L2 est couplée magnétiquement à la bobine L1 insérée dans le circuit d’émetteur du transistor TR.

A la fréquence de résonance, le circuit L2 – C présente une impédance maximum qui est ramenée dans le circuit d’émetteur et le gain du montage G = sera faible. L’atténuation de la fréquence indésirable sera obtenue par une très faible amplification de celle-ci (contre réaction sélective), par rapport aux autres fréquences qui seront beaucoup plus amplifiées (la contre réaction ne jouant plus pour toutes les fréquences différentes de celle sur laquelle le circuit L2-C est accordé).

4) La commande automatique de gain ( CAG)

En dehors d’action manuelle sur la commande de contraste, la tension moyenne en sortie de la détection vidéo doit être constante pour une image fixe (une mire par exemple).

Or, le niveau du signal reçu par l’antenne varie énormément en fonction des conditions de propagation surtout si celle-ci est éloignée de l’émetteur.

Il est donc indispensable qu’un système compense ces écarts de niveau.

Le gain de certains étages amplificateurs entre l’ antenne et la détection devra varier en sens inverse des variations d’amplitude du signal reçu.

Si le signal reçu par l’antenne augmente, le gain des amplificateurs commandés devra diminuer et inversement.

C’est la commande automatique de gain ou CAG qui assure cette fonction. On l’appelle également contrôle automatique de gain ou CAG . Un étage, généralement le premier, de l’amplificateur FI vision est soumis à l’action de la CAG . C’est la CAG FI vision.

L’amplificateur VHF et l’amplificateur UHF sont soumis également à l’action de la CAG . C’est la CAG HF.

Nous examinerons d’abord la CAG Fi vision, puis nous verrons les CAG HF ( VHF et UHF).

a) Action d’une variation de polarisation sur le gain d’un amplificateur

La (figure 27)  représente le graphe G = f (I) , c'est-à-dire le gain en fonction du courant collecteur d’un transistor utilisé en FI ou en HF.

Nous voyons que le gain d’un transistor varie en fonction du courant collecteur I , donc du courant de base.

Considérons la première partie de la courbe située à gauche du point M. nous constatons que pour une augmentation du courant I , le gain augmente jusqu’à un maximum situé autour du point M.

Si l’on continue à faire croître le courant I au-delà du point M, le gain va diminuer.

On voit tout de suite l’intérêt d’un tel comportement. En effet, si l’on désire faire varier le gain d’un transistor, il suffira de fixer le point de fonctionnement sur l’une ou l’autre flanc de la courbe, et en faisant varier le courant I , I variera donc le gain variera.

On exploitera cette propriété dans les amplificateurs FI et HF soumis à l’action de la CAG .

b) CAG inverse

Si l’on fixe le point de fonctionnement du transistor au point A, nous obtenons un gain G1 pour un courant collecteur Ic1 .

On voit sur la (figure 27) que si le courant collecteur augmente, le gain augmente. Pour faire diminuer le gain, il faudra diminuer Ic . Pour des variations du courant collecteur autour de Ic1, le gain évaluera donc autour de G1.

On appelle la CAG inverse lorsque l’on travaille dans cette première partie de la courbe.

On voit que la pente de la courbe sur ce flanc est relativement raide.

Les variations de courant Ic donc I auront une action énergique sur le gain.

La consommation d’un transistor commandé en CAG inverse est faible et une augmentation de la puissance reçue se traduira par une diminution du courant Ic.

Ce système sera donc bien adapté pour les récepteurs radio fonctionnant sur piles où une consommation minimale est recherchée.

Par contre, une diminution du courant Ic lors d’une augmentation importante du signal reçu a tendance à porter le transistor en classe C. Le signal vidéo serait alors écrêté. La commande en CAG inverse est donc peu employée pour les amplificateurs FI vidéo ou la qualité du signal transmis est primordial.

c) CAG directe

Le point de fonctionnement d’un transistor commandé en CAG directe sera fixé sur le flanc droit de la courbe (figure 27) par exemple au point B . Pour un courant collecteur Ic2, nous aurons un gain G2. On constate ici que pour diminuer le gain, il faut augmenter Ic , le gain augmentera si Ic diminue.

Pour des variations du courant collecteur autour de Ic2, le gain évoluera autour de G2.

La commande d’un transistor par CAG directe sera moins énergique qu’une commande par CAG inverse, car le flanc droit de la courbe de réponse (figure 27) est moins raide que le flanc gauche. Aussi l’action d’une CAG directe sera renforcée par un amplificateur de CAG .

Par contre, cette pente plus faible réduit énormément le risque de voir l’amplificateur se saturer sur les forts signaux.

En télévision, on emploiera donc souvent une CAG directe. Le fait d’avoir une consommation plus élevée par rapport à une CAG inverse importe peu, les téléviseurs étant alimentés en général sur le secteur.

Pour obtenir la tension de CAG , il existe deux systèmes :

La CAG à intégration qui prend en compte la totalité du signal vidéo.

La CAG selon le niveau du noir.

d) CAG à intégration

La (figure 28) représente le schéma type d’une CAG à intégration. La diode D redresse le signal vidéo, venant de la détection qui est appliquée sur sa cathode. On retrouvera sur son anode une tension d’autant plus négative que l’amplitude du signal vidéo sera grande. Cette tension est appliquée sur la base du transistor NPN T1.

Le collecteur du transistor T1 est raccordé à la base du transistor T2. La tension de CAG est disponible sur le collecteur de T2.

Supposons une augmentation du niveau de signal reçu par l’antenne. L’amplitude du signal vidéo détecté, donc présent sur la cathode de la diode D, augmente.

La valeur de la tension négative présente sur l’anode de la diode D et appliquée sur la base de T1 augmente. Ce transistor NPN conduit moins, son collecteur donc la base du transistor T2, devient plus positive. Le transistor T2 conduit moins, son collecteur devient donc moins positif et son émetteur plus positif, ceci pour s’énoncer en disant que VC1 diminue et VC2 augmente.

Nous avons ainsi un montage qui produit deux tensions continues dont les valeurs varient en sens contraire mais proportionnellement aux fluctuations du niveau HF reçu par l’antenne. Il est donc possible de commander avec les tensions VC1 et VC2, la polarisation d’un ou plusieurs amplificateurs FI et HF afin d’ajuster leur gain en fonction du niveau reçu par l’antenne.

Par exemple, un amplificateur FI équipé de transistor NPN peut être commandé en CAG directe par la tension VC2 alors que la tension VC1 peut commander en CAG directe, un tuner HF équipé de transistors PNP . La résistance ajustable P permet de régler le seuil d’action de cet amplificateur de CAG .

Ce système fonctionne parfaitement mais il présente un inconvénient. Considérons une émission reçue à un niveau rigoureusement constant.

Lorsque le contenu de l’image varie dans de grandes proportions, par exemple dans le cas de séquences sombres succédant à des passages très lumineux, le niveau de la vidéo varie également beaucoup, ainsi que les tensions VC1 et VC2 qui commandent le gain des amplificateurs FI et HF.

Une séquence sombre d’une durée relativement longue sera interprétée comme une diminution du signal reçu par l’antenne et le gain des amplificateurs FI et HF augmentera. Ainsi, la scène analysée par la caméra à l’émission ne sera pas reproduite fidèlement.

e) CAG selon le niveau du noir

Considérons le schéma de la (figure 29) qui représente une CAG selon le niveau du noir. Le signal vidéo, présent aux bornes de la résistance R qui est la matérialisation de l’étage précédent (détection ou préamplification vidéo), est appliquée aux cathodes des diodes D1 et D2.

La diode D1 étant polarisée dans le sens direct est passante, elle court circuite le signal vidéo sauf lorsqu’une impulsion négative de retour ligne lui est appliquée sur son anode laquelle est reliée à un enroulement secondaire du transformateur THT.

La (figure 30) fait clairement apparaître le synchronisme entre le signal vidéo et les impulsions négatives de retour ligne appliquées sur l’anode de la diode D1.

Au temps t, un impulsion négative apparaît sur l’anode de la diode D1 qui se bloque. La tension présente aux bornes de R n’est plus mise à la masse par D1, elle est détectée par le diode D2 et le condensateur C qui délivrent une tension continue appliquée à la base du transistor T1 (figure 29) .

Toute variation de la tension de base de T1, engendrera une variation de la conduction de ce transistor et de ce fait, une variation de la chute de tension dans la résistance de collecteur de T1. La tension de base de T2 subira ces mêmes variations puisqu’elle est reliée à travers une résistance de 22 k au collecteur de T1.

Ainsi les tensions VC1 et VC2 seront directement fonction de l’amplitude des tops de synchronisation indépendamment du contenu de l’image. En effet, la tension appliquée à la base de T1 est parfaitement déterminée comme le montre la (figure 30) . Elle est fonction de l’amplitude des tops de synchronisation ligne et cette amplitude est toujours la même à l’émission.

Considérons la (figure 30a) , nous voyons que la tension vidéo proprement dite a varié de la ligne L1 à la ligne L2 du fait d’un changement du contenu de l’image. Par contre, l’amplitude des tops lignes n’a pas changé. Le condensateur C reçoit donc à chaque temps t une tension invariable pour un même niveau de réception.

A la (figure 30b) , nous constatons que le niveau de réception a diminué : l’amplitude des tops est plus faible.

Aux temps t, la base du transistor T1 recevra une tension moins négative, donc T1 conduira moins et ce, quel que soit le contenu de l’image.

Nous voyons donc que les tensions VC1 et VC2 qui commandent le gain des étages FI et HF dépendent uniquement de la profondeur des tops lignes par rapport au niveau du noir. A la (figure 30a) , la réception est forte, à la (figure 30b) , la réception est faible. La tension U est supérieure à la tension U. Les tensions de CAG seront uniquement fonction de l’amplitude des tops ligne donc du niveau de réception.

Ainsi, la scène analysée par la caméra à l’émission sera reproduite fidèlement car le système de CAG assure un gain absolument constant même si le contenu de l’image passe du noir total au blanc saturé et inversement.

f) fonctionnement d’une chaîne complète de CAG

La (figure 31) représente le schéma d’une chaîne complète de CAG .

La tension vidéo qui apparaît aux bornes de la résistance R dans le circuit collecteur du transistor T2 est intégrée par le condensateur C. sur le collecteur de T2, il y a donc une tension continue qui varie en fonction de l’amplitude du signal vidéo.

Supposons une augmentation du signal reçu par l’antenne VHF ou UHF. L’amplitude du signal vidéo détecté augmente, et celui-ci est appliqué sur la base du transistor T2. La tension collecteur de T2 diminue, cette tension est directement appliquée sur la base du transistor PNP T3. La tension sur la base de T3 diminue, donc T3 conduit plus. La tension de collecteur de T3 augmente, cette tension polarise la base du premier amplificateur FI T1. La tension de base de T1 augmente, ce qui provoque un accroissement du courant collecteur de T1, le gain de T1 diminue car il est polarisé par CAG directe.

L’augmentation du signal reçu par l’antenne est ainsi compensée par une moindre amplification de l’amplificateur FI : c’est la CAG FI.

Pour obtenir une compensation correcte, on agit également sur le gain de l’amplificateur d’entrée du sélecteur VHF et UHF. Nous avons vu plus haut que la tension collecteur de T3 augmente lorsque le signal reçu par l’antenne augmente.

La tension de collecteur de T3 est appliquée sur la base du transistor T4. La tension de base de T4 augmente donc T4 conduit plus. La tension de collecteur de T4 diminue. Cette tension est appliquée sur la base du transistor T5 et T6 amplificateurs d’entrée. Ce sont des transistors PNP montés en base commune.

Soit le sélecteur UHF en service : la tension de base du transistor T5 diminue donc son courant de collecteur augmente, le gain de T5 diminue car il est soumis à une CAG directe.

L’étage d’entrée du sélecteur VHF a bien sur, le même comportement. Ceci est la CAG HF.

Il y a donc deux compensations : l’une au niveau de l’amplificateur FI, l’autre au niveau des amplificateurs d’entrée VHF et UHF.

Dans le cas où le signal à l’antenne diminue, la boucle de CAG réagit en sens inverse de telle sorte que cette diminution soit compensée par une augmentation du gain des amplificateurs soumis à la CAG . Ainsi le signal vidéo appliqué au cathoscope reste indépendant des variations de niveau reçu par l’antenne.

Il convient de pouvoir régler la polarisation des amplificateurs soumis à la CAG afin, d’une part, de positionner le point de fonctionnement des transistors et, d’autre part, d’adapter l’action de la CAG compte tenu du niveau moyen reçu par l’antenne qui est fonction du lieu d’utilisation du téléviseur par rapport à l’émetteur capté.

Ce réglage s’effectue au moyen de la résistance variable de 4,7 k(seuil CAG) aux bornes de laquelle se développe la tension de CAG FI.

D’autre part, l’action de la CAG HF ne doit pas faire descendre le gain des étages d’entrées des sélecteurs VHF et UHF au dessous d’un certain seuil car le rapport signal / bruit deviendrait trop important.

Enfin, il est nécessaire de temporiser l’action de la CAG (CAG retardée). En effet, lors d’une action sur le clavier pour changer de programme, il s’écoule un certain temps pendant lequel il n’y a plus de signal détecté.

Le condensateur électrochimique entre la base et le collecteur de T4 s’oppose aux variations rapides de la tension de CAG HF qui peuvent également survenir lors de brèves interruptions d’émissions.

Nous venons d’examiner le fonctionnement d’une chaîne de CAG commandant les étages UHF et VHF dont les transistors sont de mêmes polarités. Or, on rencontre des appareils ayant un étage amplificateur d’entrée UHF NPN et VHF PNP ou l’inverse.

g) Fonctionnement d’une chaîne de CAG commandant des étages amplificateurs d’entrée HF de

polarités différentes

La (figure 32) représente le schéma d’un tel montage. Supposons une augmentation de signal reçu par l’antenne. L’amplitude de la tension vidéo augmente, la tension de base de T2 augmente et sa tension de collecteur diminue. La tension de base du transistor T3 diminue et sa tension de collecteur augmente. La tension de base du transistor T1 amplificateur FI soumis à la CAG augmente. Le courant de collecteur de T1 augmente, donc son gain diminue. Le transistor T1 va fournir les tensions de commande des CAG UHF et VHF.

Voyons la CAG UHF qui commande un transistor PNP .

La tension de base du transistor T1 augmente, donc sa tension d’émetteur également.

La tension de base du transistor T4 augmente donc sa tension de collecteur diminue.

La tension de base du transistor T5, amplificateur d’entrée UHF, diminue. Son courant de collecteur augmente, donc son gain diminue puisqu’il fonctionne en CAG direct.

Voyons maintenant la CAG VHF qui commande un transistor NPN .

La tension de base du transistor T1 augmente donc sa tension de collecteur diminue. La tension de base du transistor T6 diminue donc sa tension de collecteur augmente. La tension de base du transistor T7 augmente donc son courant de collecteur augmente. Le gain du transistor T7 amplificateur d’entrée VHF diminue, car il est commandé en CAG direct.

D’autre part, nous remarquerons que ce montage permet d’ajuster indépendamment l’un de l’autre, la CAG UHF et la CAG VHF.

h) CAG à atténuateur à diodes PIN

Contrairement aux systèmes de CAG décrits précédemment qui réduisaient plus ou moins le gain des amplificateurs qu’ils commandent, la CAG que nous allons examiner détermine l’atténuation d’un système à diodes PIN. Cet atténuateur, placé dans les circuits HF, laisse passer plus ou moins vers les étages suivants du tuner, le signal arrivant de l’antenne.

La (figure 33) représente le schéma synoptique d’un amplificateur FI vision dont la CAG agit sur un atténuateur à diodes PIN. Cet exemple de disposition de l’atténuateur dans la chaîne d’amplification n’est pas rigoureuse.

L’atténuateur à diodes PIN peut être disposé après l’amplificateur UHF ou VHF. Il peut également se trouver en amont ou en aval de l’amplificateur FI vision ou être inséré dans cet amplificateur. Jusqu’ici, nous avons considéré l’emplacement d’un atténuateur à diodes PIN mais on peut très bien en trouver plusieurs dans la chaîne d’amplification.

5) Etude d’amplificateurs FI vision à transistors

a) Etude de l’amplificateur Fi vision d’un téléviseur SONOLOR

Voir (figure 34) . Nous allons d’abord considérer la chaîne d’amplification du signal FI, puis nous verrons le fonctionnement de la CAG .

Le transistor T1 est le premier étage de l’amplificateur. C’est un NPN monté en émetteur commun. Il reçoit sur sa base au travers du condensateur C1, le signal FI image et son issu des sélecteurs VHF et UHF.

Nous trouvons dans son circuit collecteur, quatre circuits accordés.

Le circuit S1 réalise deux fonctions vis-à-vis de l’amplificateur FI vision : c’est un réjecteur son réglé sur 39,2 MHz. Ce circuit S1 réalise également l’extraction de la porteuse son qui est dirigée vers l’amplificateur FI son.

Le circuit S3 est un réjecteur série qui, réglé sur la fréquence 26,05 MHz, élimine le son du canal adjacent.

Le circuit S4 est un réjecteur série qui, accordé sur 41,25 MHz, élimine le son du canal 2 VHF.

Enfin, le circuit S2 qui assure une première mise en forme de la courbe FI vision.

Sur la base du transistor T2 est présente la porteuse FI vision amplifiée par le premier étage. Ce transistor T2 constitue l’élément amplificateur du deuxième étage FI vision. C’est un NPN monté en émetteur commun. Cet étage a un gain d’environ 20 décibels de même que le premier étage. Nous rencontrons dans son circuit collecteur, un réjecteur son ajustable centré sur 39,2 MHz(S5).

Le transistor T3 monté en base commune, qui fait également partie du second étage amplificateur FI vision, réalise une adaptation d’impédance entre le circuit réjecteur à niveau variable qui a une impédance de sortie élevée et le filtre de bande à couplage sur la base qui a une impédance d’entrée faible.

Ce filtre réalise une mise en forme de la courbe de réponse FI vision(bobines S8, S9, S10).

Le troisième étage FI vision est constitué des transistors T4 et T5 et de leurs circuits associés.

Le transistor T4 est un NPN monté en émetteur commun. Un réjecteur série bobine S14, calé sur 39,2 MHz, élimine ce qui pourrait subsister de la porteuse son dans le circuit collecteur du transistor T4.

Le transistor T5 monté en basse commune a le même rôle d’adaptateur d’impédance que le transistor T3. Enfin le filtre de bande constitué des bobines S15, S16, S17 et S18, assure la mise en forme finale de la courbe de réponse. Ce filtre délivre un signal de quelques volts crête à crête qui est détecté par la diode D3.

Nous allons voir maintenant le fonctionnement de la chaîne de CAG :

Sur le collecteur du transistor T11 qui est un étage adaptateur d’impédance vidéo, est présente une tension rendue continue par C57 dont la valeur est fonction de l’amplitude de la porteuse vision détectée.

Remarquons d’autre part, qu’il y a deux transistors FI soumis à la CAG : T1 et T2.

Supposons une diminution du niveau HF reçu par l’antenne, la tension détectée diminue, la tension de collecteur du transistor T11 augmente. La tension de base du transistor T10 augmente, donc la tension de son collecteur diminue. Cette tension étant la polarisation des transistors T1 et T2, ces deux transistors voient leur courant collecteur diminuer, donc leur gain augmenter(CAG directe). Ainsi, la diminution du niveau de réception est compensée au niveau de l’amplificateur FI par une augmentation de l’amplification des premier et deuxième étages. Nous remarquerons la résistance variable R51 entre le collecteur du transistor T10 et la masse. Elle fixe une tension maximale de la polarisation des transistors soumis à la CAG lors d’une diminution du signal reçu.

La tension de CAG HF est délivrée par le transistor T6.

Nous en étions resté à la diminution de la tension présente sur le collecteur de T10.

Nous voyons donc que la tension de base du transistor T6 diminue, donc la tension de son collecteur augmente : c’est la tension de CAG HF. Les transistors des amplificateurs d’entrée UHF et VHF étant des PNP, leur tension de base augmente, leur courant de collecteur diminue, donc leur gain augmente (CAG directe). Ainsi, la diminution de signal reçu par l’antenne est également compensée au niveau VHF et UHF.

b)Amplificateur Fi vision d’un téléviseur ITT

Dans le paragraphe précédent, nous avons vu en détail l’amplificateur FI vision de la figure 34. Nous explorerons donc rapidement le schéma de la (figure 35) en nous arrêtant sur ses particularités.

Nous voyons que cet amplificateur FI vision est constitué de trois étages comprenant chacun un transistor NPN monté en émetteur commun. Le transistor T1 reçoit uniquement la porteuse image, d’où moins de réjecteurs son par rapport au schéma de la figure 34.

Nous remarquerons le couplage entre le dernier étage FI et la détection vidéo. Deux circuits surcouplés (LF2 et LF6) modèlent la courbe de réponse.

Nous voyons ,d’autre part, que les deux premiers étages sont soumis à l’action de la CAG . Mais c’est le transistor T2 qui agit sur le transistor T1. En effet, lors d’une variation du courant Ic du transistor T2 due à l’action de la CAG, le potentiel d’émetteur de ce transistor varie. Et c’est cette tension d’émetteur de T2 qui polarise le transistor T1. Le transistor T2 sert en quelque sort d’amplificateur de CAG pour la commande de T1.

c) Amplificateur FI vision d’un téléviseur Philips

Nous examinerons uniquement sur cet amplificateur représenté à la (figure36) , la commutation bande large, bande étroite.

En bande large, le commutateur C applique par l’intermédiaire de deux résistances de 18 k , une tension positive sur l’anode des diodes D1 et D2 qui sont alors passantes. Les circuits S3 et S2 sont alors reliés à la masse. La bande passante du premier étage FI a alors le gabarit du standard 819 lignes.

En bande étroite, le commutateur C est au repos et les diodes D1 et D2 sont bloquées. Le circuit S1 est en service ainsi que le condensateur Ce. La bande passante du premier étage FI a alors le gabarit du standard 625 lignes.

D) Amplificateurs Fi vision à tubes en standard français

La (figure 37) représente le schéma synoptique d’un amplificateur FI vision à tubes qui comporte trois étages.

Cet amplificateur FI doit avoir un gain d’environ 70 dB afin d’obtenir un niveau de la tension vidéo en sortie de la détection d’environ 2 V.

On peut considérer que cet amplificateur à tubes a une structure globale identique à un amplificateur à transistors.

En effet, les fonctions de filtre de bande et de réjecteur sont identiques.

Les tubes employés sont des pentodes du type EF80, EF 183 ou EF 184. Ce sont des tubes à pentes variables et à faible capacité d’entrée et de sortie.

Les tubes à pentes variables sont en effet très utiles pour les étages soumis à la CAG qui est ainsi plus efficace.

Examinons le schéma de la (figure 38) qui est un amplificateur FI image à tubes d’un téléviseur Ribet-Desjardins.

La bobine L1 à noyau plongeur reçoit en son point milieu, la porteuse FI image. E circuit d’entrée du premier étage FI dont la bobine L1 fait partie, assure une première mise en forme de la courbe de réponse.

Un réjecteur parallèle réglé sur 41,25 MHz (bobine L2) élimine le son du canal 2 VHF éventuellement capté. Le signal FI vision est appliqué sur la grille de commande du tube T1 qui l’amplifie une première fois.

La liaison entre le premier et le deuxième étage est effectuée par le filtre de bande à couplage par enroulement à la masse. Ce filtre est constitué des bobines L4 et L5. La bobine L5 modèle la courbe de réponse en bande large. La bobine L4 met en forme la courbe de réponse globale.

D’autre part, un réjecteur série(bobine L3) dérive à la masse, la tension à la fréquence de 26,05 MHz (son du canal adjacent).

Un réjecteur parallèle(bobine L6) bloque la porteuse son. La tension FI est appliquée à la grille de commande du tube T2 (2^ème étage) par un condensateur de 2,2 nF. Le circuit anodique du tube T2 est chargé par le primaire du transformateur Tr1, transformateur qui assure le couplage entre le deuxième et le troisième étage FI. Tr1 est un filtre de bande à couplage inductif. Ce couplage est optimalisé par le condensateur ajustable C. Un réjecteur parallèle (bobine L7) centré sur 39,2 MHz bloque ce qui pourrait rester de la porteuse son. Le tube T3(troisième étage reçoit sur sa grille de commande le signal FI qu’il amplifie. Dans le circuit anodique de ce dernier tube, deux transformateurs (Tr1 et Tr2) assurent le couplage avec le circuit de détection vidéo.

Le tube T1 est soumis à la CAG .La grille de commande du tube T1 est polarisée par la tension de CAG .

Lors d’une augmentation du signal reçu, la tension de CAG diminue, donc la tension V du tube T1 diminue.

Le gain du tube T1 décroît, ainsi, l’augmentation du signal reçu est compensé par la diminution du gain du premier étage FI vision.

E) Amplificateurs FI vision en standard français à circuits intégrés

1) Structure générale des amplificateurs FI vision à circuits intégrés

La structure classique à trois étages des amplificateurs FI vision qu’ils soient à tubes ou à transistors disparaît avec les circuits intégrés.

En effet, un circuit intégré amplificateur FI réalise l’amplification de la tension FI d’une façon globale, effectue la détection de la vidéo et délivre une tension de CAG HF. Ceci apparaît clairement sur le schéma synoptique de la (figure 39) que nous allons examiner.

D’une façon générale, la tension FI issue des tuners UHF et VHF est appliquée aux circuits de mise en forme et de réjection afin d’obtenir la courbe de réponse classique en FI vision. Cette tension FI est ensuite amplifiée d’environ 50 à 60 dB par le circuit intégré qui la détecte.

La tension FI issue des tuners UHF et VHF est appliquée à un premier circuit de mise en forme puis un réjecteur élimine la fréquence image du canal adjacent. Le transistor TR compense les pertes dues aux circuits de mise en forme. Un deuxième réjecteur élimine le son du canal reçu. Après passage dans un second circuit de mise en forme, la tension FI vision est appliquée au point 1 du circuit intégré qui est l’entrée des amplificateurs FI intégrés connectés en série. Ces amplificateurs sont construit selon une structure différentielle ce qui permet d’obtenir un gain important et un souffle très faible. La tension FI ainsi amplifiée est transmise au détecteur synchrone par le circuit extérieur de mise en forme connecté au points 8 et 3 du circuit intégré.

Le détecteur délivre deux signaux vidéo, l’un en lancée positive, l’autre en lancée négatif. Ils sont tous deux amplifiés par un préamplificateur vidéo et disponibles en sortie du circuit intégré.

Les deux premiers amplificateurs intégrés ont généralement leur gain commandé par une tension de CAG fabriquée par un étage de CAG intégré. C’est toujours une CAG selon le niveau du noir. Sur le point 6 arrivent les impulsions de retour lignes calibrées et nécessaires au fonctionnement de la CAG . Un étage CAG à seuil délivre une tension de CAG qui contrôle le gain des amplificateurs HF des tuners VHF et UHF.

2) Détection synchrone

Le principe de la détection synchrone encore appelée homodyne ou synchrodyne n’est pas récent. Or malgré les avantages notables présentés par ce type de détection, la détection synchrone n’a pratiquement pas été employée jusqu’à ces dernières années à cause du grand nombre de composants nécessaires à sa réalisation. Or, l’avènement des circuits intégrés permet de réaliser des détecteurs synchrones sous un très faible encombrement et de profiter ainsi de ses nombreux avantages.

Le schéma de principe de la (figure 40) illustre la nature et le cheminement des signaux dans un détecteur synchrone.

Le signal FI modulé, délivré par l’amplificateur FI, est appliqué d’une part à un déphaseur, d’autre part à un amplificateur écrêteur, déphaseur.

Le déphaseur délivre deux signaux FI vidéo en opposition de phase qui sont appliqués au démodulateur.

L’amplificateur écrêteur déphaseur délivre deux signaux de même fréquence que le signal FI :

L’un est en phase avec ce signal FI

L’autre est déphasé de 180°

C’est deux signaux déphasés de 180° entre eux et qui ont une amplitude constante sont appliqués au démodulateur. Ce sont les signaux de référence du démodulateur. Le démodulateur délivre deux signaux vidéo déphasés de 180°.

Voyons maintenant dans le démodulateur, le traitement de ces signaux. La (figure 41) représente le démodulateur, les signaux qui lui sont appliqués et ceux qu’il délivre.

Les transistors TR1, TR2, TR4 et TR5 fonctionnent en bloqué saturé, ils aiguillent les signaux délivrés par TR3 et TR6 vers les sorties vidéo positive et vidéo négative.

Les transistors TR1 et TR5 sont commandés par le signal de référence A et les transistors TR2 et TR4 par le signal de référence B.

Nous allons voir le fonctionnement du démodulateur en examinant comment est générée l’enveloppe positive du signal. L’enveloppe négative est fabriquée selon le même processus.

Considérons la (figure 42) , la demi alternance négative 2 présente sur la base de TR6 (figure 42 E) est appliquée par son collecteur en lancée positive sur les émetteurs de TR4 et TR5.

Au même instant, le transistor TR4 est rendu conducteur par le signal de référence 2 présent sur sa base (figure 42 C) .

La demi alternance négative 2 (figure 42 E) se retrouve donc en lancée positive sur le collecteur de TR4 (figure 42 A) , c'est-à-dire sur la voie vidéo positive.

Pour la demi alternance suivante 3, c’est le signal présent sur la base de TR3 qui est utilisé (figure 42 D) .

La demi alternance 3 présente sur la base de TR3 (figure 42 D) est appliquée par son collecteur en lancée positive sur les émetteurs de TR1 et TR2.

Dans le même temps, le transistor TR1 est rendu conducteur par le signal de référence 3 présent sur sa base (figure 42 B).

La demi alternance négative 3 (figure 42 D) se retrouve donc en lancée positive sur le collecteur de TR1 (figure 42 A) , c'est-à-dire sur la voie vidéo positive.

On expliquerait de même les demi alternances suivantes 4, 5, 6 etc. …

La genèse de l’enveloppe du signal vidéo positif est ainsi réalisée.

La fabrication de l’enveloppe du signal vidéo négatif sur le collecteur des transistors TR2 et TR5 est faite de la même façon.

A la lumière de tout ceci, nous constatons que les deux signaux vidéo délivrés par le démodulateur synchrone sont définis par le double d’informations par rapport à un signal vidéo produit par une détection classique.

En conséquence, trois avantages se dégagent de ce système :

Le rapport signal / bruit deux fois plus élevé que pour un détecteur classique car l’échantillonnage est fait à chaque alternance.

L’enveloppe détectée l’est avec une précision beaucoup plus grande que dans la détection classique et le filtrage de la HF est moins important.

La réponse en fréquence du démodulateur est très bonne.

3) Amplificateur FI vision à circuit intégré

Cet amplificateur FI, représenté dans la (figure 43) , utilise un circuit intégré TDA 440. Le signal FI arrive sur la base du transistor BF 311 qui compense les pertes dues aux différents circuits de mise en forme et de réjection.

Le signal FI est ensuite appliqué au circuit intégré entre les bornes 1 et 16 qui constituent les entrées des deux premiers amplificateurs FI. Le premier amplificateur FI est soumis à l’action de la CAG . Le signal FI amplifié est alors transmis au troisième amplificateur FI auquel est associé un circuit de mise en forme commutable bande large bande étroite. Ce circuit est connecté aux bornes 8 et 9 du circuit intégré. Le détecteur synchrone délivre deux signaux vidéo, l’un en lancée positive sur la borne 12, l’autre en lancée négative sur la borne 11.

Le réglage de la CAG s’effectue en ajustant le potentiomètre relié entre la masse et la borne 6 du circuit intégré.

La borne 5 délivre la tension de CAG retardée nécessaire à la commande du gain des étages HF.

D) Amplificateurs FI vision en standard français à filtre à ondes de surface

1) Structure générale des amplificateurs FI vision en standard français à filtre à ondes de surface

La (figure 44) qui représente le schéma synoptique d’un amplificateur FI vision à filtre à ondes de surface reprend le schéma de la (figure 39) que nous avons vu précédemment. Nous constatons une simplification importante au niveau des circuits de mise en forme et de réjection qui sont remplacés par un composant unique : un filtre à ondes de surface ou FOS . Ce composant « taille » en quelque sorte la bande passante au gabarit requis. Sur le schéma de la (figure 44) , nous voyons que le signal FI délivré par les étages HF, est amplifié par le transistor TR qui compense par avance les pertes que va subir le signal de par son passage dans le FOS (de l’ordre de 13 dB). Le signal FI sortant du FOS est ensuite appliqué au circuit intégré pour y être amplifié et démodulé comme nous l’avons vu précédemment.

2) Filtres à ondes de surface

Un filtre à ondes de surface est essentiellement constitué d’un bloc de matériau piézo –électrique (figure 45) . A une extrémité, un transducteur d’entrée transforme le signal d’entrée V en vibrations mécaniques appelées ondes de Rayleigh qui prennent naissance dans le matériau piézo-électrique au niveau du transducteur d’entrée.

Ces vibrations mécaniques se propagent à la surface de ce matériau jusqu’à l’autre extrémité où un transducteur de sortie les transforme en un signal électrique V.

Le matériau piézo-électrique employé peut être du quartz qui a l’avantage de posséder une grande stabilité en température mais l’inconvénient d’avoir une bande passante relativement étroite. On lui préfère donc le niobate de lithium (Li Nb0) qui offre la possibilité d’obtenir de grandes bandes passantes.

L’onde de surface se propage à une vitesse constante indépendante de sa fréquence. Cette vitesse est de l’ordre de 3000 m/s. Cette onde est donc 100 000 fois plus lente que si elle se déplaçait dans l’air à 300 000 Km/s environ. Ceci implique donc que sa longueur d’onde est 100 000 fois plus courte que sa longueur d’onde qu’elle aurait si elle se déplaçait dans l’air.

Prenons par exemple un signal dont la fréquence est de 30 MHz(c’est la plage de fréquence des FI vision).

Dans l’air, sa longueur d’onde est de 10 m, dans le FOS, elle sera donc de 0,1 mm.

Si les électrodes des transducteurs d’entrée et de sortie sont espacés de 0,1 mm, les signaux dont la longueur d’onde est de 0,1 mm, c'est-à-dire de 30 MHz de fréquence, vont être renforcés.

Par contre, les signaux de longueurs d’onde différentes vont être affaiblis. On pourra donc, en jouant sur le nombre et l’espacement des électrodes des transducteurs, privilégier certaines fréquences.

C’est ainsi qu’à la fabrication, on détermine une bande passante et une courbe de réponse du FOS en choisissant le nombre et les espacements des électrodes des transducteurs.

Nous venons de voir le principe des FOS. Or, construit tel quel, un FOS donnerait des résultats médiocres car en plus des ondes de surface, il se produit des ondes de volume qui, après réflexions multiples sur toutes les faces du FOS, atteindraient le transducteur de sortie. Ceci engendrerait donc des distorsions d’amplitude et de phase néfastes pour le signal électrique de sortie.

Pour remédier à ces inconvénients, les FOS sont construits comme le représente la (figure 46 a) .

On remarque que les transducteurs d’entrée et de sortie ne sont pas disposés en ligne mais dans les coins opposés du substrat. Ils sont réalisés par photogravure d’une couche d’aluminium de 2000 Angstroems d’épaisseur (soit 0,2 microns) déposés sur une face du substrat de niobate de lithium.

Entre les deux transducteurs, une série de fins traits métalliques réalisent un coupleur.

De cette façon, l’onde générée par le transducteur d’entrée induit des tensions sur les traits métalliques du coupleur qui vont-elles mêmes générer des ondes de surface en direction du transducteur de sortie. La longueur du coupleur est évidemment très critique. Elle est calculée afin que l’énergie des vibrations mécaniques soient réémise, le plus intégralement possible, dans la direction du transducteur de sortie. Ainsi, cette disposition fait disparaître les interférences dues aux ondes de volume.

En effet, les ondes de volume émises par le transducteur d’entrée qui sont émises dans sa direction, n’irons pas solliciter le transducteur de sortie, les deux transducteurs n’étant pas alignés. D’autre part, le choix de la coupe cristallographique du cristal de niobate de lithium est déterminant dans l’affaiblissement des ondes de volume que l’on cherche toujours à diminuer.

La (figure 46 b) représente le boîtier dans lequel est logé un FOS.

3) Schéma d’un amplificateur FI vision à FOS THOMSON

La (figure 47) représente le schéma d’un amplificateur FI vision à FOS

Le signal FI provenant des tuners VHF et UHF est appliqué sur la base du transistor T1 BF 199 qui compense les pertes dues au FOS. Le signal FI, amplifié d’une dizaines de décibels, est recueilli sur le collecteur du transistor T1 et appliqué à l’entrée du FOS qui réalise la mise en forme de la bande passante au gabarit requis. Le signal FI, récupéré en sortie du FOS, est appliqué sur la broche 16 du circuit intégré TBA 1440 qui est chargé d’amplifier et de démoduler le signal FI.

Un signal vidéo positif est délivré à la broche 12, il est destiné aux amplificateurs vidéo.

Un signal vidéo négatif délivré à la broche 11, est acheminé aux circuits de synchronisation.

La tension de CAG HF est présente sur la broche 5. Le seuil de CAG HF est ajusté au moyen du potentiomètre reliée entre la masse et la broche 6. La CAG FI est réglée par le potentiomètre câblé entre les broches 10 et 11.

III Amplificateur FI vision en standards B, G, D et K

A) Standards B, G, D et K

Dans ces quatre standards, la porteuse vision est modulée en amplitude par un signal vidéo négatif et la porteuse son est modulée en fréquence par le signal BF.

1) Standards CCIR B et G

La (figure 48) représente le gabarit d’un canal B ou G. C’est deux standards ont de nombreux points communs :

L’écart entre porteuses son et vision est de 5,5 MHz

La largeur de la bande vision est de 5 MHz

La bande résiduelle est de 0,75 MHz

Le rapport de puissances apparentes rayonnées image son est de 5/1

Le standard B est affecté aux VHF avec une largeur de canal de 7 MHz

Le standard G est affecté aux UHF avec une largeur de canal de 8 MHz

2) Standard D

La (figure 49) représente le gabarit d’un canal D

l’écart entre les porteuses son et vision est de 6,5 MHz

La largeur de bande vision est de 6 MHz

La bande résiduelle est de 0,75 MHz

Le rapport des puissances apparentes rayonnées image/son est de 5/1

Le standard est affecté aux UHF

La largeur de canal est de 8 MHz

3) Standard K

La (figure 50) représente le gabarit d’un canal K

L’écart entre les porteuses son et vision est de 6,5 MHz

La largeur de la bande vision est de 6 MHz

La bande résiduelle est de 1,25 MHz

Le rapport des puissances apparentes rayonnées image/son est de 5/1

Le standard est affecté aux UHF

La largeur de canal est de 8 MHz

B) Courbe de réponse d’un amplificateur FI vision en standard CCIR/BG

La porteuse FI vision est à 38,9 MHz et la FI son est à 33,4 MHz.

1) Réception d’un canal du standard G

Soit à recevoir le canal 30 du standard G dont la porteuse vision est à 543, 25 MHz et la porteuse son à 548, 75 MHz.

L’oscillateur local fonctionne à la fréquence de 582,15 Mhz. Le battement de cette fréquence avec les porteuses son et vision du canal 30 détermine les porteuses FI son à 33,4 MHz et vision à 38,9 MHz (figure 51) .

On remarque, en observant la (figure 51) que la porteuse son du canal 29 qui est à 540,75 MHz est très proche des porteuses du canal 30 qui est reçu. Il en est de même pour la porteuse vision du canal 31 à 551,25 MHz.

Ces deux fréquences peuvent franchir avec un certain affaiblissement, il est vrai, les circuits HF qui sont centrés sur le canal 30. Le battement de ces deux fréquences, avec la fréquence de l’oscillateur local va générer deux fréquences qui sont :

582,15 – 540,75 = 41,4 MHz

582,15 – 551,25 = 30,9 MHz

Ces deux fréquences 41,4 MHz et 30,9 MHz sont à rejeter.

2) Réception d’un canal du standard B

Soit à recevoir le canal 7 du standard B dont la porteuse vision est à 189,25 MHz et la porteuse son à 194,75 MHz.

L’oscillateur local fonctionne à la fréquence de 228,15 MHz. Le battement de cette fréquence avec les porteuses son et vision du canal 7 détermine les porteuses FI son à 33,4 MHz et vision à 38,9 MHz (figure 52) .

D’autre part, on s’aperçoit que la porteuse son du canal 6 qui est à 187,75 MHz est très proche des porteuses du canal reçu 7. Il en est de même pour la porteuse vision du canal 8 à 196,25 MHz.

Ces deux fréquences peuvent franchir les circuits HF qui sont centrés sur le canal 7. Le battement de ces deux fréquences avec la fréquence de l’oscillateur local va générer deux fréquences proches des porteuses FI son et vision du canal reçu (figure 52) :

228,15 – 187,75 = 40,4 MHz

228,15 – 196,25 = 31,9 MHz

Ces deux fréquences sont à rejeter.

3) Courbe de réponse globale FI vision en standard BG

Les figures 51 et 52 font apparaître les fréquences à rejeter qui sont reportées dans la (figure 53) .

La nécessité d’éliminer les fréquences 30,9 MHz, 31,9 MHz, 40,4 MHz et 41,4 MHz conduit à la courbe de réponse de la (figure 54) . nous voyons la porteuse vision 38,9 MHz à – 6 dB et la porteuse son à 33,4 MHz à – 25 dB. Les quatre « creux » à 30,9 Mhz, 31,9 MHz, 40,4 MHz et 41,4 MHz correspondent aux fréquences à réjecter.

4) Schéma d’un amplificateur FI vision en standard CCIR BG

La (figure 55) représente le schéma dont nous avons parlé plus haut. La tension FI est appliquée à la broche 16 du circuit intégré TDA 440 après passage dans un filtre de bande centré sur 36 MHz.

Trois réjecteurs éliminent les porteuses des canaux adjacents et un réjecteur centré sur 33,4 MHz abaisse à 25 dB la porteuse du canal son reçu. Le filtre connecté entre les broches 9 et 8 est centré sur la bande FI, c'est-à-dire sur 36 MHz.

La broche 7 reçoit les impulsions de retour ligne nécessaire à la fabrication de la tension de CAG qui est disponible sur la broche 5. En agissant sur la tension de la broche 4, on modifie la tension de CAG donc le gain des amplificateurs FI. La broche 4 reçoit la tension de commande de contraste.

Nous voyons que le fonctionnement d’un tel amplificateur FI vision BG est en tout point semblable à son homologue en standard français que nous avons vu plus en détail (E : amplificateurs FI vision en standard français à circuits intégrés). Seul différent les fréquences d’accord des filtres de bande et des réjecteurs. On peut donc très bien remplacer tous ces circuits LC façonneurs de la bande passante par un FOS spécifique au standard BG .

Nous avons vu la philosophie générale des amplificateurs FI vision CCIR, en outre, nous avons également noté que le son est véhiculé par une porteuse modulée en fréquence à 5,5 MHz de la porteuse vision. La (figure 54) représentant la courbe de réponse d’un amplificateur FI vision au standard CCIR fait apparaître, comme nous l’avons d’ailleurs vu, que la porteuse son, bien qu’affaiblie de 25 dB par rapport au sommet de la courbe, est tout de même présente en fin de chaîne FI vision. La porteuse son est donc amplifiée par l’amplificateur FI vision. Il ne reste plus qu’à la prélever et à la détecter.

IV Démodulation du son en standards à systèmes interporteuses

Avant d’aborder la démodulation du son proprement dite, nous allons faire un rappel sur la réception du son dans un système à porteuse vision modulée en amplitude et porteuse son modulée en fréquence.

Nous avons vu (2 : l’émission, synoptique d’un émetteur, les antennes) le principe d’émission du son. Nous allons donc aborder maintenant la réception du son.

A) Réception du son selon le système interporteuses ou intercarrier

Nous avons vu précédemment que la courbe de réponse de l’amplificateur FI vision transmet avec une certaine atténuation, mais dans son intégralité de forme, la porteuse son modulée en fréquence.

La détection vidéo fait apparaître différents signaux que nous allons examiner :

Le signal vidéo

Le signal interporteuse modulé en fréquence autour de la fréquence centrale à 5,5 MHz ou 6,5 MHz selon le standard. Ce signal interporteuse apparaît par battements entre les porteuses son et vision au niveau de la détection qui est un élément non linéaire.

Il y a également un signal BF du à la discrimination du signal FI son modulé en fréquence par la courbe du détecteur FI vision.

Enfin, les harmoniques des signaux générés.

1) Extraction du signal interporteuse

La (figure 56) fait apparaître les différentes possibilités d’extraction du signal interporteuse.

Le prélèvement du signal interporteuse est effectué par un circuit LC accordé sur la fréquence à extraire. Le prélèvement peut être effectué à des endroits différents dans la chaîne d’amplification vidéo (figure 56) :

Au niveau de la détection vidéo(a)

Sur le préamplificateur vidéo(b)

Après l’amplification vidéo(c)

La solution la plus couramment adoptée est le prélèvement sur le préamplificateur vidéo car on bénéficie de l’amplificateur de cet étage. On aboutit ainsi au synoptique général de la (figure 57) .

Après la détection vidéo, l’ensemble des signaux que nous avons vu est amplifié par le préamplificateur vidéo.

Un circuit LC accordé sur la fréquence du signal interporteuse prélève celui-ci au niveau du préamplificateur vidéo. Le signal interporteuse est alors appliqué à un ampli limiteur avant d’être démodulé par un discriminateur. Le signal BF délivré est acheminé vers l’amplificateur BF.

Revenons un instant à la chaîne d’amplification vidéo où nous étions arrêtés à l’extraction du signal interporteuse. A ce niveau le signal interporteuse présent doit être éliminé du signal vidéo sinon il provoquerait des moirages sur l’écran. Un circuit bouchon centré sur la fréquence du signal interporteuse bloque donc ce signal avant l’amplificateur vidéo (filtre S/P).

2) Démodulation d’une onde modulée en fréquence

a) Discriminateur Foster-Seeley

La (figure 58) représente le schéma type d’un discriminateur Foster-Seeley qui est constitué d’une part par un circuit L3C3 primaire et d’autre part, d’un circuit L1 L2 C4 secondaire symétrique, tous deux accordés sur la FI (5,5 MHz en standard B ou G et 6,5 MHz en standard D ou K).

Le condensateur C a une valeur élevé donc une impédance très faible.

L’inductance L est une bobine de choc à la fréquence FI(5,5 MHz ou 6,5 MHz).

La tension FI existant aux bornes du circuit primaire L3C3 se retrouve donc pratiquement aux bornes de la bobine L.

Pour comprendre le fonctionnement du système, considérons les trois cas qui peuvent se présenter :

1) La fréquence du signal appliqué est égale à la fréquence d’accord Fo des circuits accordés primaire et secondaire.

Comme le circuit secondaire (L1 L2 C4) est à la résonance, Le courant I qui y circule est en phase avec la tension V induite aux bornes de ce circuit secondaire par le primaire L3C3. Ce courant donne naissance aux tensions V et V égales et opposées, respectivement en avance et en retard de 90° par rapport à I.

La tension détectée V par la diode D1 est égale à la somme vectorielle des tensions V + V.

La tension détectée V par la diode D2 est égale à la somme vectorielle des tensions V + V.

La (figure 59) donne le diagramme vectoriel de toutes les tensions et courants présents dans ce cas.

L’amplitude de ces deux tensions V et V étant égales, les courants continus qui traversent ces diodes sont égaux et la tension de sortie V du discriminateur est nulle puisque les deux tensions détectées V et V sont en opposition.

2) La fréquence du signal appliqué est supérieure à la fréquence Fo.

Le circuit secondaire n’est plus à la résonance et se comporte inductivement, le courant I est en retard sur V . Le diagramme vectoriel devient celui de la (figure 60) .

Les tensions V et V sont toujours en quadrature avance et retard par rapport à I puisque dans une self, le courant et la tension sont déphasés de . Ce qui varie, ce sont les amplitudes des tensions V et V qui sont maintenant différentes. La tension détectée par la diode D1 est plus grande que celle détectée par la diode D2, ce qui rend la tension de sortie V du discriminateur positive car V est alors supérieure à V en amplitude.

3) La fréquence du signal appliqué est inférieure à Fo.

Le raisonnement est similaire : le circuit secondaire se comporte alors capacitivement : le courant I est donc en avance sur la tension V .

Le diagramme vectoriel, dans ce cas, est représenté (figure 61) .

La tension V détectée est inférieure en amplitude à la tension V et la sortie du discriminateur est alors négative.

Ainsi la courbe de réponse d’un discriminateur Foster-Seeley est de la forme indiquée (figure 62) .

Il est évident que la tension de sortie V ne continue pas indéfiniment à monter ou à descendre lorsque la fréquence appliquée augmente ou diminue par rapport à Fo. A partir d’un certain éloignement par rapport à la fréquence Fo d’accord des circuits, toutes les tensions des diagrammes vectoriels diminuent puisque l’on dépasse la bande passante des circuits primaire et secondaire.

b) discriminateur à circuits décalés ou discriminateur de Travis

La (figure 63) représente le schéma type d’un discriminateur de Travis.

Ce système est composé d’un circuit primaire LC accordé sur la fréquence de repos Fo du signal (5,5 MHz ou 6,5 MHz) et de deux circuits secondaires.

Le circuit L C est accordé sur une fréquence F1 supérieure à la fréquence de repos du signal (F1 = Fo + f).

Le circuit L C est accordé sur une fréquence F2 inférieure à la fréquence de repos du signal (F2 = Fo – f).

1) Considérons d’abord le cas où la fréquence du signal est égale à Fo.

Les circuits secondaires LC et LC sont donc désaccordés respectivement d’une valeur –f et +f .

Les circuits LC et LC délivrent une tension égale, ce qui entraîne la circulation d’un courant I dans la diode D et la résistance R, égal au courant I dans la diode D et la résistance R. Les courants I et I sont égaux et déterminent des tensions U et U égales et opposés. Donc + = 0.

Aucune tension n’apparaît en sortie du discriminateur quand la fréquence du signal est égale à Fo.

2) Voyons maintenant le cas où la fréquence du signal est supérieure à Fo.

Le circuit LC délivre une tension supérieure à la tension délivrée par LC, le courant I dans D est supérieur au courant I dans D . Par conséquent, la tension U est supérieure à la tension U . La tension résultante entre A et B égale à + est telle que si le point B est à la masse, la tension détectée V est négative pour un signal de fréquence supérieure à Fo.

3)Dans le cas inverse où la fréquence du signal est inférieure à Fo.

Le circuit LC délivre une tension supérieure à la tension délivrée par LC . Le courant I dans R est supérieur au courant Idans R . La tension U est supérieure à la tension U . La tension résultante V est donc positive pour un signal de fréquence inférieure à Fo.

La (figure 64) qui est une synthèse de ce que nous venons de voir est la courbe de réponse du discriminateur de Travis.

c) Démodulation synchrone FM

La (figure 65) représente le principe général d’un démodulateur synchrone FM .

Le signal FI/FM est d’abord traité par un amplificateur écrêteur qui lui assure une amplitude suffisante et constante. On retrouve en sortie un signal carré de fréquence variable appliqué à un déphaseur qui délivre deux signaux en opposition de phase (a et b). Ces deux signaux sont appliqués, d’autre part, au démodulateur et d’autre part, sur une autre entrée du démodulateur, à travers un condensateur C qui leur fait subir un déphasage, fonction du décalage de fréquence par rapport à la fréquence de repos Fo. Un circuit LoCo accordé à la fréquence de repos Fo leur redonne une allure sinusoïdale avant leur application au démodulateur.

Le démodulateur délivre deux signaux BF en opposition de phase (BF1 et BF2).

La (figure 66) représente le schéma de principe d’un démodulateur synchrone FM intégré.

La base du transistor T1 reçoit un signal carré Vb.

La base du transistor T2 reçoit un signal carré Va : Va et Vb sont en opposition de phase.

La base des transistors T3 et T5 reçoit un signal sinusoïdal Vc.

La base des transistors T4 et T6 reçoit un signal sinusoïdal Vd.

Les signaux Vc et Vd sont, d’autre part, en opposition de phase et d’autre part, leur phase varie autour de la quadrature (90°) par rapport aux signaux Va et Vb en fonction de la fréquence du signal à démoduler. Ce système va donc détecter un glissement de phase entre les signaux Vc – Vd et les signaux Va – Vb.

La (figure 67) représente les différents signaux du démodulateur synchrone FM.

T1 conduit lorsque le signal Vb est positif.

T2 est bloqué lorsque T1 est conducteur.

T3 conduit lorsque T1 conduit et lorsque le signal Vc est positif.

T4 conduit lorsque T1 conduit et lorsque le signal Vd est positif.

T5 conduit lorsque T2 conduit et lorsque le signal Vc est positif.

T6 conduit lorsque T2 conduit et lorsque le signal Vd est positif.

On constate que le courant IR1 parcourant la résistance R1 est la somme des courants des transistors T3 et T6.

De même, le courant IR2 parcourant la résistance R2 est la somme des courants des transistors T4 et T5.

Les tensions de sortie du système BF1 et BF2 s’établissent aux bornes de R1 et R2 et sont égales à R1 x IR1 pour BF1 et R2 x IR2 pour BF2.

Les tensions BF1 et BF2 sont symétriques.

On peut constater que lorsque les signaux Va et Vc (donc Vb et Vd) sont déphasés de 90° (signal FI non modulé), les courants IR1 et IR2 ont la forme de créneaux avec un rapport cyclique égale à ½ .

La valeur moyenne de ces courants est égale à la moitié de l’amplitude maximale.

Lorsque le signal FI est modulé en fréquence, l’angle de déphasage varie avec l’excursion de fréquence.

Dans le cas de la (figure 67 b) , l’angle de déphasage est supérieur à 90°, on obtient un courant IR1 dont la valeur moyenne est supérieure à la précédente (pour IR2, la valeur moyenne est inférieure à la précédente).

Dans le cas de la (figure 67 c) , l’angle de déphasage est inférieur à 90°, on obtient un courant IR1 dont la valeur moyenne est inférieure à celle obtenue dans le cas où = 90° (pour IR2, la valeur moyenne est supérieure à celle obtenue pour = 90°).

La valeur moyenne du courant de sortie IR1 (ou IR2) dépend donc de l’angle de déphasage existant entre les signaux injectés sur les entrées a et b et les signaux appliqués sur les entrées c et d.

Pour IR1, cette valeur moyenne augmente linéairement avec l’angle et inversement diminue lorsque cet angle diminue. Pour IR2, c’est exactement l’inverse : les deux sorties e et f sont symétriques.

En résumé, on peut dire que ce démodulateur appartient à la catégorie des détecteurs de phase. Dans ce type de démodulateur, on exploite la caractéristique fréquence phase d’un circuit résonant pour transformer la déviation instantanée de fréquence en une déviation proportionnelle de phase. Cette déviation de phase est transformée en variation de la valeur moyenne du courant de sortie.

Le but est dons atteint puisqu’à une variation de fréquence à l’entrée, on fait correspondre une variation d’amplitude en sortie.

d) Circuits annexes aux discriminateurs

Nous avons vu au cours de l’étude des discriminateurs que leur propriété essentielle était d’être sensibles à la fréquence du signal qui leur est appliqué. Or, ils sont également sensibles aux variations d’amplitude du signal qu’ils doivent démoduler et ceci est un inconvénient majeur.

Pour y remédier, le signal à démoduler subit une limitation en amplitude afin de lui conférer une amplitude constante à l’entrée du discriminateur.

Un limiteur d’amplitude est constitué par exemple de deux diodes, montées en tête bêche, comme le montre la (figure 68) . Un tel dispositif délivre bien une tension égale au seuil des diodes. Il peut être nécessaire de le faire suivre d’un amplificateur afin d’augmenter l’amplitude du signal.

D’autre part, si le signal avant limitation a une amplitude inférieure au seuil des diodes, il faut l’amplifier avant afin de rendre efficace l’action du limiteur. On arrive donc parfois au schéma général amplificateur limiteur amplificateur.

On résout élégamment ce problème en adaptant un limiteur à transistors. En effet, il suffit de choisir sa polarisation pour qu’il y ait limitation par blocage et saturation du transistor lors des alternances positives et négatives du signal.

Dans le cas de démodulateurs synchrones intégrés, le limiteur fait partie du circuit intégré.

Un autre circuit important est le circuit de désaccentuation au déemphasis. Ce circuit, sous forme d’un réseau RC, fait partie des composants des discriminateurs. C’est un réseau RC intégrateur ou filtre passe bas qui, comme son nom l’indique, désaccentue (ou atténue) les fréquences élevées BF démodulées. Un tel circuit est nécessaire, car à l’émission, les fréquences hautes BF à transmettre sont favorisées par rapport aux autres pour compenser leur atténuation durant la transmission. Ceci est particulier à l’émission FM. Il faut donc diminuer leur amplitude à la réception, c’est ce qui est fait afin de rendre au signal BF sa fidélité.

e) Schéma d’un démodulateur son sur un téléviseur fonctionnant en standard BG

Nous allons examiner un schéma de démodulateur son à circuit intégré, d’un téléviseur fonctionnant en standard B ou G. La fréquence de l’interporteuse est donc de 5,5 MHz. La (figure 69) représente ce démodulateur. La porteuse son à 5,5 MHz, modulée en fréquence, est prélevée en sortie de la détection vidéo.

Cette porteuse son est acheminée à la bobine FI son L1 par la résistance R1a et le filtre constitué par les condensateurs C5a, C3a et C2. Ce filtre et l’ensemble L1, C4 accordé sur 5,5 MHz sélectionnent la porteuse son parmi les autres fréquences présentes dans le signal vidéo.

Les deux condensateurs C8 et C10 de 56 pF, le condensateur C9, la bobine L2 et la résistance R4 constituent le réseau déphaseur.

Le condensateur C7 constitue avec la résistance interne au circuit intégré, le circuit de désaccentuation. Le signal BF démodulé, disponible sur la broche 8 du circuit intégré, est envoyé à l’amplificateur BF.

V Platines FI multistandards

Les différents standards utilisés par les pays nécessitent, si l’on veut en recevoir plusieurs avec le même récepteur, de concevoir des platines Fi qui puissent avoir des bandes passantes différentes et adaptables à ces différents standards.

Ces platines multistandards ont exactement la même architecture que toutes celles que nous avons vues, elles sont en fait l’addition de différentes platines pouvant recevoir chacune un standard bien précis.

Nous avons vu, dans les chapitres précédents, la façon d’obtenir une bande passante à l’aide de filtres de bande et de réjecteurs. Pour passer d’un standard à l’autre, il suffit de mettre en service certains de ces filtres et de ces réjecteurs. La commutation de ces différents circuits est effectuée par des diodes auxquelles on applique une tension de façon à les bloquer ou à les saturer.

Si l’on dispose d’un téléviseur pouvant recevoir les standards BG et L, il faut pouvoir obtenir la courbe de réponse BG ou L comme le représente la (figure 70) .

La (figure 71) représente le schéma d’une platine multistandard Philips dont les circuits sont commutés à l’aide de diodes.

Le commutateur I1, lorsqu’il est fermé, rend la diode D1 passante.

Le réjecteur 40,4 MHz est donc en service, pour les standards B ou G, le commutateur I2 rend la diode D2 passante lorsqu’il est fermé.

Dans ce cas, le circuit extracteur de la sous porteuse son est en service et celle-ci peut être dirigée vers le discriminateur.

Le commutateur I3 rend la diode D3 passante quand il est fermé, ce qui permet l’atténuation du son FM par le réjecteur à 33,4 MHz en standard BG.

Un autre problème se pose lors du changement de standard outre ces réjections.

En standard BG, la vidéo est négative alors qu’en standard L, la vidéo est positive. Or, il faut, quel que soit le standard reçu, envoyer à la cathode du tube cathodique, la vidéo en lancées négatives. On a plusieurs possibilités pour cela.

La (figure 72) représente le schéma de principe du système.

Dans le cas de la réception d’une émission en standard L, le signal A est détecté par la diode qui délivre l’enveloppe positive du signal. On prélève alors le signal vidéo A en lancées négatives au point A, ce signal sera acheminé vers l’amplificateur vidéo.

Dans le cas de la réception d’une émission en standard BG, le signal B est détecté par la diode qui délivre également l’enveloppe positive du signal. Le signal vidéo détecté est alors en lancée négative et il est prélevé au point B.

Notons au passage que la trappe de sous porteuse son dans la voie B, ne creuse pas la bande passante de la vidéo quand le standard L est reçu. D’autre part, le prélèvement de la FI son FM peut s’effectuer au niveau de l’émetteur du transistor TR.