Bases de temps horizontales de téléviseurs noir et blanc

Le rôle principal de la base de temps lignes d’un téléviseur est d’assurer le déplacement horizontal du spot sur l’écran, en synchronisme parfait avec le balayage effectué par la caméra de prise de vue.

La (figure 1) donne le schéma synoptique d’une base de temps horizontale de téléviseur noir et blanc.

Cette platine base de temps horizontale est composée des étages suivants :

Un générateur fournissant un signal rectangulaire sinusoïdal, ou en dents de scie à la fréquence lignes soit 15 625 Hz en 625 lignes et 20 475 Hz en 819 lignes.

Un amplificateur de puissance fournissant la tension ou le courant nécessaire à la commande de l’étage final.

Un étage final de sortie qui délivre un courant en dents de scie parcourant les bobines de déviation lignes lesquelles lui sont directement reliées. Cet étage comporte notamment le circuit de récupération, les corrections de S et de linéarité horizontale.

Un générateur très haute tension (THT) qui alimente l’anode du tube cathodique.

Un comparateur de phase qui asservit le générateur de base de temps de lignes à la fréquence des tops de synchronisation lignes en provenance de l’émetteur.

Nous allons examiner successivement chacun de ces étages en commençant par le générateur de base de temps.

I – Générateur de base de temps lignes

A) Généralités

Contrairement aux circuits étudiés jusqu’à présent, et qui avaient beaucoup d’analogie avec les circuits radio classiques, les circuits de balayage (ou de synthèse) nous font rentrer dans un domaine absolument nouveau et nécessitent des explications très détaillées.

Le but des circuits de balayage horizontal est de fournir un courant en dent de scie qui permettra la recomposition de l’image. Le courant devra avoir un trajet de montée parfaitement linéaire (figure 2) et le front de retour devra être très bref (au maximum 15% de la période entière), en outre, l’amplitude A doit être suffisante pour permettre le balayage complet de l’écran.

A leur tour, les circuits prévus dans ce but, doivent être facilement réalisables, ce qui implique des valeurs non critiques des composants et de leur disposition, une simplicité des réglages nécessaires à la mise au point et un coût relativement bas.

Ces considérations ont poussé les constructeurs à adopter la déflexion électromagnétique au lieu de la déflexion électrostatique. En effet, il est très difficile d’obtenir des dents de scie de tension très élevée qui seraient nécessaires pour la déflexion des cathoscopes de grandes dimensions.

En utilisant la déflexion magnétique, on a aussi l’avantage d’avoir des cathoscopes de construction plus simple, dans la mesure où ils ne requièrent pas le système complexe des plaques déflectrices, ce qui les rend moins coûteux.

Ce balayage nécessite un courant en dent de scie dont l’amplitude est importante ( un à plusieurs ampères). Avec les bases de temps à tubes, il n’est pas possible d’obtenir de telles valeurs directement sur la plaque des tubes électroniques. Le problème est résolu en intercalant un transformateur ou un autotransformateur entre le tube et le déflecteur ; Ce sera un transformateur ou un autotransformateur abaisseur qui réduira la tension et augmentera le courant en le portant à la valeur désirée.

Le tube de sortie pour les dents de scie lignes, encore appelé tube interrupteur, fournit un courant de pointe qui, selon le tube employé et le montage, se situe entre 200 et 300 mA. Cette valeur de courant est amenée à l’amplitude désirée et nécessaire au balayage par un transformateur à noyau magnétique abaisseur de tension.

Le problème de la production de courants en dents de scie se trouvant simplifié, il reste à choisir la méthode de production.

Les tubes utilisés en sortie de puissance lignes sont des pentodes à faisceaux dirigés de type (P) EL 300 ou (P) EL 504 . La commande d’un tube de puissance ligne s’effectue en appliquant sur sa grille G1, un signal en pseudo dents de scie. Nous allons maintenant examiner les différents moyens pour l’obtenir.

Il est à signaler que c’est un signal en créneaux qui est nécessaire pour la commande du transistor interrupteur dans les bases de temps à transistors.

B) Générateurs de tensions en dents de scie

1) Généralités

Les générateurs de tensions en dents de scie, ou relaxateurs, employés en balayage lignes sont du type multivibrateur ou oscillateur bloqué (blocking). On utilise également des oscillateurs sinusoïdaux.

Le principe de fonctionnement des générateurs de tensions en dents de scie utilise la charge (ou la décharge) d’un condensateur au travers d’une résistance qui lui est connectée en série (figure 3) .

En fermant l’interrupteur S, une tension est appliquée au circuit RC formé de la résistance et du condensateur.

Le condensateur se charge suivant une loi exponentielle, au travers de la résistance R. La tension V aux bornes du condensateur C augmente donc jusqu’à atteindre la valeur E de la source lorsque le condensateur est complètement chargé.

La charge d’un condensateur, au travers d’une résistance, est très rapide au début, puis de plus en plus lente quand V se rapproche de E, d’autant que, théoriquement, la tension V = E n’arrivera à sa valeur qu’après un temps infini.

Voyons de plus prés le principe de charge d’un condensateur à travers une résistance :

Dés que l’interrupteur S se ferme, le condensateur étant complètement déchargé, la tension aux bornes de C reste nulle et toute la tension E est appliquée aux bornes de R, le courant de charge est alors I = E/R.

Dans les instants suivant la fermeture de S, la tension V aux bornes de C augmente, aux bornes de R, il ne reste plus que la tension E - V, ce qui donne dans R égal à :

I =

Jusqu’au moment où le condensateur étant chargé, la tension V devient égale à E et le courant I traversant R, s’annule.

La rapidité avec laquelle le condensateur se charge dépend :

De R  : plus R est grand, plus faible est le courant de charge et plus long est le temps de charge.

De C  : plus C est grand, plus le temps nécessaire à sa charge est long.

En conséquence, la rapidité avec laquelle se charge un condensateur dépend du produit de R par C (produit RC) que l’on nomme constante de temps, symbolisé par la lettre (thêta).

La constante de temps s’exprime en seconde avec R en ohm et C en farad.

Exemple : si R = 0,5 M et C = 10 pF, la constante de temps sera de :

= 0,5 x x 10 x = 5 x s. soit = 5 microsecondes

Pour concrétiser la signification du produit = RC, la (figure 4) représente la courbe de charge d’un condensateur C de 0,1 F qui se produit à travers une résistance R de 1 M. La tension aux bornes de l’ensemble est de 100V.

Le trait continu du graphique représente la tension V aux bornes du condensateur C à partir de l’instant initial où la tension E est appliquée au circuit : on remarquera la montée rapide de la courbe au début, puis l’incurvation de celle-ci qui tend à devenir une parallèle très voisine de la droite horizontale représentant la valeur de la tension E = 100 V : on dit alors que la courbe est asymptote à la droite représentant E.

Par contre, le trait en pointillé représente ce qu’aurait été la charge du condensateur C si la vitesse de charge était uniforme dans le temps, dans ce cas, le temps de charge to du condensateur serait exactement de :

to = RC = 1 x x 0,1 x = 0,1 s soit 100 millisecondes

En réalité, dans le temps RC, la charge du condensateur n’atteint que les 63,2% de la valeur nominale de la tension E, dans l’exemple, V dans le temps de 100 ms, n’aura atteint que 63,2 V.

Nous pouvons donc dire que la constante de temps d’un circuit RC est le temps nécessaire pour que C se charge à 63,2% de la tension appliquée au système, alors qu’à vitesse de charge constante, C aurait atteint la valeur nominale de la tension, c'est-à-dire se serait entièrement chargé.

Pour obtenir une tension en dents de scie pratiquement linéaire, nous devons limiter la charge du condensateur à la partie de la courbe qui se rapproche le plus d’une droite, ceci ne donne qu’une tension de très faible amplitude par rapport à la tension d’alimentation du circuit.

Dans le cas où la tension en dent de scie n’a pas besoin d’être particulièrement linéaire, on prend 20% de la tension d’alimentation, dans le cas où une bonne linéarité est nécessaire, l’on ne prend que les 10% de cette tension.

Lorsque la tension aux bornes de C atteint la valeur de potentiel désirée, le condensateur C doit être déchargé rapidement pour qu’un autre cycle puisse se reproduire.

2) Générateur par triode à gaz

Le générateur le plus simple et qui fut employé en son temps, était constitué par un circuit RC et une triode à gaz (figure 5) : on remarquera, sur le schéma de la triode, le point placé dans le cercle qui représente l’ampoule, ce symbole désigne un tube contenant une atmosphère gazeuse sous faible pression.

Au début du cycle, la triode à gaz est bloquée, le condensateur étant déchargé, la tension plaque égale zéro volt. Le potentiel de plaque nécessaire pour que le tube conduise, est déterminé par le potentiel de polarisation de la grille – Vg. Lorsque le potentiel aux bornes de C, qui est aussi le potentiel de la plaque, atteint la valeur Vs pour laquelle le tube conduit, le gaz s’ionise et la triode s’amorce. Le condensateur se décharge alors rapidement à travers la triode, la résistance interne du tube étant devenue très faible du fait de la présence du gaz ; un autre phénomène est du à la présence de ce gaz : le gaz une fois ionisé, le courant qui traverse le tube ne dépend plus du potentiel de grille qui voit son action neutralisée, ce qui permet de décharger entièrement C.

Dés que le potentiel de la plaque est nul, l’ionisation du gaz s’interrompt et une nouvelle charge de C reprend. Le phénomène se répétant, nous aurons une série de tensions en dents de scie aux bornes de C.

La fréquence de répétition du phénomène, ou fréquence des dents de scie, se règle en agissant sur la constante de temps RC. L’amplitude de la tension en dents de scie se règle dans une certaine plage en faisant varier la tension Vg de polarisation de la grille.

La triode à gaz peut être remplacée par un circuit quelconque utilisant des tubes à vide, capables de fournir des impulsions de courant assurant la charge, ou la décharge rapide du condensateur du circuit RC, c'est-à-dire par un générateur d’impulsions.

3) Oscillateurs bloqués (blocking)

a) A triode

Un générateur d’impulsion simple est donné par le circuit blocking, dont le schéma de principe est représenté sur la (figure 6) .

Le transformateur T, qui peut prendre une structure différente selon la fréquence des impulsions, a ses deux enroulements étroitement couplés et un rapport de transformation qui varie de ¼ à ½.

Lorsque la haute tension est appliquée au montage, C1 est déchargé et la grille se trouve au potentiel de la cathode, soit 0 volt.

Un fort courant anodique prend aussitôt naissance et parcourt le primaire du transformateur qui induit ainsi une impulsion de tension dans le secondaire.

En choisissant convenablement le branchement des deux enroulements, nous pouvons faire en sorte que cette impulsion rende la grille plus positive.

Devenant plus positive, une violente réaction produit une augmentation du courant anodique ce qui tend à accroître l’amplitude de l’impulsion positive sur la grille.

Cette impulsion positive sur la grille crée un courant de grille qui provoque une chute de tension dans R1.

La grille étant positive, le courant dans R1 est de sens tel qu’il crée un potentiel négatif du côté de la grille et positif sur le côté relié à la masse. Le condensateur branché aux bornes de R1 va se charger à cette tension qui dépasse largement le cut off du tube.

D’autre part et simultanément, la valeur crête de l’impulsion positive induite dans le secondaire de T est telle que le tube est néanmoins amené à saturation. Le courant anodique reste alors constant et aucune induction ne prend naissance dans le transformateur.

La grille du tube n’ayant plus aucun potentiel positif, va passer brusquement au potentiel de charge de C1, qui comme nous l’avons vu, est tel qu’il dépasse largement le cut off. Le tube se bloque brusquement, aidé en cela par l’impulsion en lancée négative induite dans le secondaire du transformateur T par la brusque suppression du courant anodique.

Le tube ne conduit plus et C1 se décharge lentement dans R1 suivant la loi exponentielle, jusqu’au moment où la pression aux bornes de C1 tombe en dessous de la valeur critique du potentiel de cut off Vgo.

A cet instant, le tube se remet à conduire et le cycle recommence, d’abord avec une impulsion positive qui amène le tube à la saturation et un courant de grille qui recharge C1.

La (figure 7) représente les formes d’ondes présentes sur la plaque et la grille d’un blocking.

Dans le bref intervalle de temps durant lequel le tube conduit, la tension sur la plaque descend à des valeurs très basses : sur la plaque apparaissent donc des impulsions négatives dont l’amplitude est presque égale à la tension anodique suivies d’impulsions positives de moindre amplitude qui portent le potentiel de la plaque à une valeur légèrement supérieure à la tension d’alimentation.

Les impulsions positives de valeur supérieure à la HT sont dues à l’arrêt brutal du courant dans l’inductance du primaire du transformateur.

Suit un phénomène de résonance amortie du primaire du transformateur du aux capacités parasites du circuit.

Ces oscillations sont retransmises à la grille par le secondaire du transformateur, c’est pour cela que vous le retrouvez sur l’oscillogramme de Vg.

Les générateur blocking donnent sur la plaque une série d’impulsions négatives, nous pouvons donc les transformer en générateurs de tension en dents de scie ; pour cela, il suffit de brancher une résistance R entre le + HT et le point froid du primaire du transformateur de blocking, ainsi qu’un condensateur C entre ce point et la masse (figure 8) .

Le condensateur se charge exponentiellement au travers de R alors que le tube est bloqué, puis dés que le tube est saturé, C se déchargera dans le tube, comme dans le cas de la triode à gaz.

L’amplitude de la dent de scie est déterminée ici par la constante de temps RC alors que la fréquence reste déterminée par R1 C1.

Les oscillateurs bloqués ont un défaut : ils se prêtent mal à la constitution de générateurs devant couvrir une large plage de fréquences et leur stabilité en fréquence n’est pas excellente. On leur préfère donc les oscillateurs bloqués à effet de volant.

b) Circuits à effet de volant

La fréquence des oscillateurs bloqués n’est pas aussi stable que celle des oscillateurs sinusoïdaux. La raison en est simple : la fréquence d’un oscillateur sinusoïdal dépend presque exclusivement de la valeur de L et de C du circuit oscillant, c’est pratiquement la fréquence de résonance.

Dans les oscillateurs bloqués, le démarrage du cycle et donc la durée de la période dépendent non seulement des valeurs de R et de C, mais aussi de la tension de cut off du tube, c'est-à-dire de ses caractéristiques qui sont variables dans le temps soit à cause du vieillissement du tube, soit parce que les tensions d’alimentation peuvent varier. Pour rendre plus stable la fréquence d’un oscillateur bloqué, on a recours à un circuit oscillant LC inséré dans le circuit.

La (figure 9) représente le schéma d’un oscillateur bloqué équipé d’un circuit à effet de volant formé par un montage LRC parallèle, en série avec l’alimentation anodique. Si la fréquence de résonance de ce circuit est ajustée à la valeur exacte de la fréquence de balayage ligne, les impulsions de courant de l’oscillateur bloqué feront entrer en oscillation ce circuit, et à ses bornes naîtra une tension sinusoïdale dont l’amplitude va dépendre de R.

L’oscillateur est alors alimenté par une tension anodique continue à laquelle est superposée une tension sinusoïdale dont la fréquence tend à être tout à fait constante et égale à celle de résonance du circuit RLC. Il est évident que le tube se déclenchera de préférence lors des alternances positives (c'est-à-dire quand la tension de plaque augmente), plutôt que pendant les alternances négatives (c'est-à-dire quand la tension anodique diminue).

Le rôle du circuit volant est donc de maintenir l’oscillation sur sa propre fréquence de résonance, en retardant le déclenchement s’il tend à osciller plus rapidement ou en le favorisant s’il tend à osciller plus lentement. Son action est analogue à celle du volant d’un moteur à explosion dont le rôle est d’en régulariser la vitesse, d’où le nom de circuit à effet de volant.

c) Blocking lignes à transistors

La (figure 10 a) donne l’exemple d’un tel montage fondé sur le comportement d’un circuit self résistance ( L - R).

Fonctionnement :

Admettons que le transistor Q1, qui était bloqué, se mette à conduire au temps T (figure 10 b) . le courant I se met à augmenter créant une tension V croissante aux bornes du primaire L . Ceci entraîne l’augmentation simultanée de la tension V au secondaire d’où une tension de base V qui devient plus négative : le transistor Q1 a tendance à conduire plus, ces effets cumulatifs amènent à saturation le transistor Q1.

Lorsque le transistor est saturé, il n’y a plus de variation du courant I qui s’est stabilisé à la valeur I max et la tension aux bornes du primaire L s’annule. La tension V s’annule également. La tension de base de Q1 devient plus positive et le transistor Q1 conduit moins.

Le courant I diminuant, il se produit dans L une tension V de signes opposés à la tension V précédente .

La tension V induite change également de signe et le transistor Q1 se bloque, sa base devenant trop positive. Nous sommes arrivés au temps T.

Du temps T au temps T , la tension V est donc négative (figure 10 b) . La self se décharge exponentiellement dans la résistance R à travers la diode D (figure 11) .

Le courant I de décharge diminue exponentiellement jusqu’à l’instant T pour lequel L est pratiquement déchargée ; à cet instant, la tension V est devenue trop faible pour maintenir le transistor Q1 bloqué. Ce dernier se met à conduire et comme nous l’avons vu, pour l’instant T se sature par effet cumulatif.

Le cycle complet se reproduit avec une période T dépendant principalement de la valeur de la résistance R qui détermine la constante de temps de décharge de L et de la tension V.

La tension V de polarisation de base permet de changer le temps T en faisant conduire plus ou moins tôt le transistor Q1 selon que cette tension positive est plus ou moins élevée.

Dans les montages réels, cette tension V est la tension de correction délivrée par le comparateur de phase qui peut ainsi rectifier la fréquence du blocking ligne.

La synchronisation est donc assurée par une tension continue venant du comparateur de phase et non pas, comme nous le verrons par la suite pour les multivibrateurs, par des impulsions de synchronisation.

4) Le multivibrateur

a) A tubes

un circuit très employé dans la production d’ondes rectangulaires, est le multivibrateur (figure 12 a) , il est constitué de deux triodes couplées l’une de l’autre par un circuit à résistance capacité.

Examinons le fonctionnement de ce multivibrateur en nous aidant des (figures 12 a et 12 b) .

Supposons qu’à l’instant t , le tube V soit bloqué du fait de la forte charge négative se trouvant sur l’armature de C reliée à la grille G .

La tension V de la grille est donc très négative et dépasse largement la tension de cut off V . Le tube n’est plus traversé par aucun courant anodique, aux bornes de R n’existe donc aucune différence de potentiel et la tension V sur la plaque est égale au potentiel V de la haute tension.

La tension négative sur la grille de G (figure 12 a) va cependant en diminuant, C se déchargeant dans R suivant une courbe exponentielle. Dés que V atteint la tension de cut off V, le tube V commence à conduire au temps t ce qui provoque une chute de tension dans R.

Mais le tube V conduit fortement : en effet, aucune charge ne se trouve sur C et le potentiel V est celui de la masse, c'est-à-dire zéro volt, le tube est saturé.

La chute de tension créée dans R lorsque le tube V se met à conduire, se traduit par un front négatif de la tension V qui passe de la tension + V à une tension inférieure.

Ce front négatif de tension est retransmis à travers C sur la grille G de V qui conduit moins. La chute de tension dans R est donc moins importante.

La variation de potentiel V se trouve immédiatement transmise à G par le condensateur C ; mais cette diminution de la chute de potentiel dans R rend V plus positive et c’est un potentiel positif qui est transmis à G dont l’effet est une augmentation plus grande du courant anodique de V .

Ces actions réciproques des deux tubes produisent un effet cumulatif qui provoque rapidement la saturation de V et le blocage de V. Tout ceci se produit au temps t .

Le condensateur C est alors chargé avec son armature de gauche à V (pratiquement 0 volt) et son armature de droite à une tension négative d’environ - V . Ceci est du au passage brusque de la tension V et de + V à environ zéro volt (au temps t) .

De t à t , le condensateur C se décharge dans R puisque V est bloqué et V conduit fortement. Cette décharge dure jusqu’à ce que V remonte au dessus du potentiel de cut off de V qui se remet à conduire. Au temps t , V se bloque et le cycle recommence à l’instant t de la même façon qu’à l’instant t .

Si R1 = R2, R3 = R4, C1 = C2, les durées T1 et T2 deviennent égales, les tensions sur les plaques des deux tubes sont égales en amplitude, en forme et en durée, mais elles sont en opposition de phase. Le multivibrateur est alors dit symétrique, cas de la (figure 12) .

Il s’agit donc d’un générateur de signaux rectangulaires, dont la fréquence est donnée par la formule :

f = = =

Or, T1 dépend du temps de décharge de C1 dans R1, c'est-à-dire de la constante de temps R1C1 et T2 de la constante de temps R2C2 : la fréquence du multivibrateur est donnée par la formule approchée :

F = avec R en C en F et F en Hz

Lorsque les valeurs de R et C sont différentes , le multivibrateur est dit dissymétrique (figure 13) .

Si l’on remplace la résistance R par un potentiomètre, on peut faire varier la constante de temps de décharge de C dans R et ainsi changer le temps t. La valeur de R détermine donc la fréquence du signal.

Comme pour le blocking, le multivibrateur dissymétrique peut fournir une tension en dents de scie. La (figure 14) représente un tel montage. Il suffit de lui adjoindre un condensateur C entre la plaque A , où apparaissent les impulsions négatives et la masse. Le condensateur C se charge à travers R et se décharge rapidement par le tube V quand celui-ci se sature.

Une variante de ces montages est donnée à la (figure 15) avec un générateur de dents de scie à multivibrateur à couplage cathodique ou plus simplement multivibrateur cathodique.

Pour faciliter l’explication du fonctionnement, cette même figure donne les oscillogrammes relevés sur les différentes électrodes.

Le couplage capacitif entre la plaque de V et la grille de V est remplacé par un couplage résistif commun aux deux cathodes.

Supposons qu’au départ (instant t) , la triode T soit conductrice et T bloquée.

Le condensateur C qui s’était chargé à travers R, T et R , comme nous le verrons par la suite, se décharge à travers R, T et R .

La tension V qui était fortement négative (figure 15) , remonte exponentiellement vers zéro jusqu’à ce qu’elle atteigne la tension de cut off du tube T qui se met à conduire (instant t) .

La tension d’anode V de T diminue du fait de l’augmentation du courant I dans T qui provoque ainsi l’augmentation de la tension V .

La tension V augmentant, le tube T conduit moins : la tension V remonte et la tension de grille de T également . Il se produit donc un effet cumulatif qui sature T et bloque T ( instant t).

Le condensateur C se recharge à travers R, T et R . La tension V(qui était devenue brusquement positive lors du blocage de T) diminue exponentiellement jusqu’à ce que la tension V de T devienne insuffisante pour maintenir T à la saturation. Le courant I diminue et donc la tension V augmente et la tension V diminue.

La tension V du tube T augmente ce qui amène ce dernier à conduire : la tension V diminue ainsi que V . Le tube T a encore tendance à moins conduire, il se produit un effet cumulatif qui bloque T et sature T (instant t) .

Le montage est revenu à l’état initial et le cycle peut se reproduire.

La période dépend des constantes de temps de charge et de décharge du condensateur C et donc de la valeur des éléments qui constituent ces circuits.

Ce multivibrateur à couplage cathodique peut être synchronisé par des impulsions négatives sur la grille du tube T. Ceci a pour effet de provoquer un blocage prématuré du tube T et donc de changer la période du phénomène.

Dans les bases de temps, le changement de fréquence entre les standards 625 lignes et 819 lignes est effectué par commutation de la résistance R .

La (figure 16) représente un type de multivibrateur à couplage cathodique à stabilisation par circuit à effet de volant : ce montage, assez employé, possède cette commutation ligne.

La stabilisation est effectuée par un circuit L, C, accordé sur la fréquence ligne désirée.

Ce circuit étant d’une grande stabilité, n’est pas perturbé par des parasites éventuels et garde une fréquence fixe même en l’absence de tops de synchronisation.

En standard 625 lignes, le condensateur C’ est mis en parallèle sur le condensateur C, ce qui a pour effet de diminuer la fréquence d’accord du circuit LC par rapport au standard 819 lignes, la mise en série de R’2 avec R2 a le même but.

Une variante de ce montage est donnée dans la (figure 17) où la stabilisation par circuit LC accordé est placée dans le circuit d’anode de T.

b) Multivibrateurs à transistors

Les multivibrateurs à transistors sont également très nombreux dans leurs variantes.

Multivibrateur Abraham Bloch

Le plus classique est le multivibrateur astable type Abraham Bloch (figure 18) tout à fait identique à celui à tubes examiné précédemment.

Dés que l’on applique la tension d’alimentation Vcc au montage, les deux transistors se mettent à conduire, mais bien que le montage soit symétrique, les courants I et I ne sont pas égaux à cause des dispersions de caractéristiques des composants.

Supposons que I augmente plus vite que I : la tension de collecteur V de T va diminuer plus rapidement que la tension de collecteur V de T.

Le condensateur C transmet instantanément cette variation de tension V négative sur la base du transistor T alors que le condensateur C transmet, lui, une variation moins négative de tension V sur la base du transistor T. La base de T est donc plus négative que celle de T et ce dernier conduit beaucoup plus.

Le phénomène s’amplifie rapidement par effet cumulatif et T se bloque, alors que T se sature, sa tension collecteur émetteur est de l’ordre de 0,6 volt.

Fonctionnement du montage

Pendant toute l’explication du montage, on se réfèrera à la (figure 23) qui représente les tensions V , V , V , V en fonction du temps.

Le condensateur C s’est chargé à Vcc pendant que T était saturé et ceci avant le temps t . Cette charge s’est effectuée à travers R , C et la jonction base émetteur de T (figure 19) .

Au temps t , le transistor T se sature et T se bloque. Examinons le processus de blocage de T . La tension de collecteur de T passe de Vcc à 0,8 V environ, cette brusque variation négative de tension est retransmise intégralement sur la base de T qui se bloque donc.

Pendant le temps t à t , le condensateur C se décharge lentement à travers R et T qui est saturé (figure 20) .

Simultanément, le condensateur C se charge à travers R et la jonction base émetteur de T qui est saturé (figure 21) .

Revenons au condensateur C dont la décharge s’effectue exponentiellement jusqu’au moment où le potentiel de son armature de droite (figure 18) qui est aussi le potentiel de base de T atteint une valeur positive telle que le transistor T se sature, ceci se passe au temps t (figure 23) . Sa tension de base se fixe aux alentours de 0,7 volts.

Le potentiel de collecteur du transistor T passe alors très rapidement de + Vcc à environ 0,6 volt. Cette variation négative de presque Vcc est retransmise intégralement par le condensateur C sur la base de T qui se bloque immédiatement, sa base devenant fortement négative par rapport à son émetteur.

Pendant le temps t à t , le transistor T est bloqué et T est saturé (figure 23) .

De la même façon que précédemment mais symétriquement, le condensateur C va se décharger (figure 22) jusqu’au moment où son armature de gauche initialement à – Vcc, remonte et devient positive (figure 23) . La base du transistor T devenant positive par rapport à son émetteur, celui-ci se sature (temps t).

La tension de collecteur de T passe de Vcc à environ 0,8 volt et cette brusque variation négative de tension est retransmise intégralement sur la base de T qui se bloque à nouveau (temps t - figure 23) .

Au temps t , on a de nouveau l’état : T saturé, T bloqué, et le cycle se poursuit.

Les transistors sont alternativement bloqués ou conducteurs et sur les collecteurs de chacun des transistors apparaît une tension carrée comme le montre la (figure 23) .

Avant de passer aux multivibrateurs monostables, précisons que tous les multivibrateurs astables sont caractérisés par l’absence d’état stable et par une fréquence de fonctionnement relativement peu précise.

Mais ce défaut peut devenir une qualité car on peut facilement imposer au multivibrateur une fréquence, à l’aide d’impulsions provoquant un basculement prématuré : c’est la synchronisation très employé en télévision.

Dans cette technique, il faut en effet assurer la coïncidence des balayages du récepteur et de la caméra de prise de vue.

A cet effet, des impulsions sont transmises par l’émetteur télévision et appliquées aux étages de balayage, de façon à asservir ceux-ci en fréquence.

Le rapport cyclique et la fréquence du phénomène peuvent être adaptés par le choix des valeurs des composants C1, C2, RC, RC ou R1, R2.

Des résistances ajustables peuvent être rencontrées pour ajuster la fréquence du multivibrateur à la fréquence ligne désirée.

La commutation de fréquence entre les standards 819 et 625 lignes peut être assurée par la commutation de deux valeurs différentes pour les condensateurs.

La synchronisation du système est effectuée, par exemple, par l’envoi de tops de synchronisation positifs sur la base du transistor T . Ces tops positifs forcent le basculement à la saturation de T .

Multivibrateurs à couplage sur les émetteurs

La (figure 24) représente le schéma d’un multivibrateur astable à deux transistors T et T avec couplage par le condensateur C des deux émetteurs.

Le condensateur C qui relie les deux émetteurs des transistors se charge pendant la conduction de T à travers R et R avec les polarités indiquées sur la figure. La tension aux bornes de R fortement négative sur l’émetteur E de T au début de la charge, remonte peu à peu vers zéro. La base de T est maintenue à un potentiel négatif fixe par le pont de base R et R et le condensateur chimique C.

A un moment donné de la charge du condensateur C, le transistor T se met à conduire, son potentiel d’émetteur devenant plus positif que son potentiel de base. Cette mise en conduction crée un front positif de tension aux bornes de R qui est retransmis directement sur la base du transistor T qui se bloque.

Le condensateur C se décharge alors à travers le transistor T, R et R , si bien que le potentiel d’émetteur de T revient au point de blocage.

T se bloquant, une variation de tension négative est enregistrée sur son collecteur et appliquée à la base de T qui se sature. Le cycle est bouclé et se reproduit.

Une des particularités de ce montage est qu’il dépend assez peu de la charge des collecteurs. Il est, de ce fait, assez employé.

5) Les oscillateurs sinusoïdaux

Comme pour les multivibrateurs, le nombre de types d’oscillateurs sinusoïdaux ou de variantes est élevé.

a) Oscillateurs sinusoïdaux à tubes

la (figure 25) donne le schéma d’un oscillateur sinusoïdal à tubes de type Colpitts.

Le circuit oscillant L C C est accordé à la fréquence ligne. Comme dans tout montage à cathode commune, le signal présent sur l’anode de T est déphasé de 180° par rapport au signal appliqué sur la grille.

Pour obtenir une réaction positive de la sortie sur l’entrée, il faut donc ramener une partie du signal d’anode sur la grille mais déphasé de 180°.

Ceci est effectué par le condensateur du circuit oscillant qui est divisé en deux ( C et C) et dont le point commun est relié à la masse.

En effet, la tension V présente à un instant donné aux bornes du circuit oscillant se décompose en V et V aux bornes de C et C en série.

Le point commun à ces condensateurs étant relié à la masse, la tension V se trouve en opposition de phase par rapport à V (figure 25) .

Cette tension V étant la tension qui est ramené à la grille de T, la réaction positive de la sortie sur l’entrée est donc bien assurée.

Le montage oscille à la fréquence déterminée par les valeurs de L, C et C. On démontre que la fréquence F de l’oscillation est donnée par la formule :

F = avec C =

Pour changer la valeur de cette fréquence, par exemple pour passer en standard 819 lignes à 20 475 Hz, il faut changer la valeur de C ou de L. Le plus simple est de commuter la valeur de L.

b) Oscillateurs sinusoïdaux à transistors

Le même type d’oscillateurs Colpitts est réalisé à transistor (figure 26) . Ce qui a été dit pour le montage à tube reste vrai pour ce dernier .

Un montage plus souvent employé est l’oscillateur Hartley, décrit à la (figure 27) et tout à fait semblable au montage Colpitts mais dont les composants du circuit accordé LC ont été intervertis. La self L a son point milieu relié à la tension – Vcc. Le fonctionnement est tout à fait le semblable au précédent.

c) Remarques

La stabilité en fréquence de ces montages est excellente puisque les caractéristiques propres aux transistors (ou aux tubes) n’interviennent pratiquement pas, la fréquence ne dépendant que de la stabilité des valeurs de L et C. Le condensateur doit avoir un coefficient de température très faible de façon à limiter les variations de fréquence. L’inductance L est réglable à l’aide d’un noyau plongeur, ce qui permet d’ajuster la fréquence de l’oscillateur lignes à la valeur requise.

Le passage de 15 625 Hz (625 lignes ) à 20 475 Hz (819 lignes) se fait généralement par la mise en parallèle d’une deuxième inductance L’ sur le circuit oscillant (figure 27) .

La synchronisation des oscillateurs sinusoïdaux est tout à fait originale par rapport aux autres relaxateurs pour lesquels on applique soit directement les tops de synchronisation venant de l’émetteur, soit une tension continue venant du comparateur de phase.

Pour les oscillateurs sinusoïdaux, la fréquence ne peut varier que si la valeur de L ou de C varie. Cela est possible grâce aux circuits à réactance que nous verrons par la suite.

D’autre part, l’utilisation d’étages de sortie horizontale à pentode rend nécessaire l’obtention d’une forme de tension de commande de grille tout à fait originale appelée dents de scie PEAKED et dont nous verrons la nécessité dans les chapitres suivants. Cette mise en forme est assurée par un circuit de PEAKING .

6) Circuits de PEAKING

Pour commander les étages de sortie des circuits de déflexion magnétique, il faut parfois une dent de scie de type spécial appelée PEAKED (figure 28) .

Nous pouvons facilement obtenir cette forme d’onde à partir des créneaux délivrés par le générateur en remplaçant le condensateur unique donnant la dent de scie, par un condensateur et une résistance en série R et C (figure 28) , le reste du circuit reste inchangé et peut être aussi bien un multivibrateur cathodique qu’un blocking .

Sur la (figure 29) sont représentées les tensions V (lorsque le circuit de Peaking est débranché), V aux bornes du condensateur C, V aux bornes de la résistance R et V qui est la combinaison de V et de V en série.

II – Synchronisation des générateurs de base de temps

A) Généralités

Nous avons vu comment est obtenue la séparation des impulsions de synchronisation du signal vidéo dans une théorie précédente. Ces impulsions servent à faire coïncider la fréquence du générateur de base de temps du récepteur et la fréquence de balayage lignes de la caméra de prise de vue.

Si l’on examine les différents oscillateurs de déflexion que nous venons de voir, on s’aperçoit que la fréquence de ceux-ci est déterminée par la décharge d’un condensateur à travers une résistance.

La (figure 30) représente la forme d’onde de la tension de grille d’un oscillateur à tube de type blocking.

Si dans les quelques instants qui précèdent le redémarrage naturel de l’oscillateur (lignes pointillées), on augmente la tension de grille d’une quantité suffisante pour rendre le tube conducteur, on obtient un démarrage forcé et avancé de l’oscillateur (traits pleins).

C’est le rôle du signal de synchronisation (figure 30 b) qui assure la coïncidence entre la fréquence de l’oscillateur et celle des signaux fournis par l’émetteur.

Il convient cependant que la période de l’onde générée en l’absence de synchronisation soit un peu plus longue que celle des signaux de synchronisation, car, si ceux-ci arrivent lorsque le circuit s’est déjà déclenché, ils n’ont plus la possibilité de le synchroniser.

Ces signaux de synchronisation peuvent être injectés à travers un simple condensateur C sur la grille de l’oscillateur blocking (figure 31) ou du multivibrateur à couplage cathodique (figure 32) .

Les circuits intégrateurs (qui sélectionnent les impulsions de trame) et différentiateurs ( qui sélectionnent les impulsions de lignes) font généralement partie du circuit de l’oscillateur.

Le circuit R (résistance de grille) C (condensateur de liaison) effectue, dans le schéma de la (figure 32) , la différentiation des signaux de synchronisation pour ne conserver que les tops lignes.

Il est plus difficile de synchroniser le multivibrateur de la (figure 33) car on ne dispose pas d’électrode sur laquelle on puisse agir sans déformer le signal de synchronisation lui-même.

La (figure 33) illustre l’une des possibilités de synchronisation obtenue en injectant les impulsions sur la grille de la triode.

Il convient de signaler que le multivibrateur réagit en envoyant dans les circuits de synchronisation des impulsions dérivées de la forme d’onde présente sur cette même grille.

Pour les circuits à transistors, la synchronisation est en tous points semblable à celle que nous venons de voir pour les tubes comme illustré sur la (figure 34 b) .

Selon le type de transistor utilisé, PNP ou NPN, le type de montage oscillateur employé et l’électrode sur laquelle est injecté le signal de synchronisation, on a besoin de tops positifs ou négatifs. Il sera donc parfois nécessaire d’intercaler un montage inverseur entre le séparateur de synchronisation et l’oscillateur comme c’est le cas pour le blocking de la (figure 34 a) .

B) Cas de la modulation négative

Dans le cas des standards B et G par exemple où la modulation négative est utilisée, les parasites peuvent affecter la synchronisation.

Prenons le cas d’une automobile ou d’un cyclomoteur mal antiparasité. Le véhicule émet des parasites de grande amplitude, dus aux étincelles des bougies du moteur à explosion.

Ces parasites, sous formes d’impulsions, sont captés par l’antenne et se superposent au signal vidéo (figure 35 a) .

Le séparateur de synchronisation élimine le signal vidéo mais laisse passer les parasites qui ressemblent beaucoup aux tops de synchronisation.

S’ils arrivent au début du balayage, donc tout de suite après une impulsion de synchronisation, la tension de base (ou de grille) étant très importante, il est peu probable que ces parasites réussissent à faire basculer l’oscillateur. Par contre, s’ils se produisent à la fin du balayage, ils font basculer l’oscillateur prématurément d’où une mauvaise synchronisation et un déchirement de l’image. La (figure 35 b et c) montre que l’impulsion parasite de droite (n°2) déclenche l’oscillateur avant l’instant prévu.

Il convient de remarquer que lorsque cet oscillateur est désynchronisé, il lui faudra plusieurs lignes pour rattraper la bonne fréquence car les tops de synchronisation suivants arriveront après le basculement naturel de l’oscillateur et n’auront donc aucune action.

Les parasites extérieurs ne sont pas les seuls pouvant compromettre la stabilité du balayage. Si le signal reçu est très faible, le souffle ou bruit de fond apporté par les premiers étages HF peuvent perturber la synchronisation de la même façon.

Une sensible amélioration peut être obtenue à l’aide de circuits spéciaux appelés antiparasites dont nous parlerons ultérieurement.

Tout ce que nous venons de voir sur la synchronisation concernait le mode de synchronisation directe où les tops lignes sont directement appliqués sur l’oscillateur horizontal.

Ce type de montage a été utilisé dans les premiers temps de la télévision où dans les récepteurs économiques. On leur a préféré ensuite les montages à effet de volant que nous avons vus lors de l’étude des oscillateurs.

Ces circuits doivent être parfaitement calés sur la fréquence lignes, ce qui est réalisé en usine mais qui n’est pas assuré dans le temps du fait du vieillissement des composants.

Des variations éventuelles de la fréquence lignes à l’émission entraîne une amplitude et une phase différente du signal produit par l’oscillateur à effet de volant ce qui entraîne des décadrages de l’image.

Tous ces inconvénients ont amené à trouver d’autres types de circuits et à généraliser, même dans les circuits actuels à circuits intégrés, l’usage des comparateurs de phase.

C) comparateurs de phase

1) Généralités

Ces comparateurs fonctionnent selon le schéma de principe de la (figure 36) .

Ces montages influent sur la fréquence des multivibrateurs ou des blocking en agissant sur la tension continue de polarisation comme nous l’avons vu précédemment.

Le rôle du comparateur est, comme son nom l’indique, de comparer la fréquence des impulsions de synchronisation avec la fréquence de l’oscillateur : si les deux fréquences coïncident, le circuit fournit une tension continue de sortie nulle Vo. Si la fréquence de l’oscillateur est plus élevée que celle du signal de synchronisation, le circuit délivre une tension qui sera, par exemple négative, alors que dans le cas contraire, elle sera positive.

Si cette tension continue fournit par le comparateur de phase(qui a beaucoup d’analogie avec un discriminateur) est utilisée pour polariser l’oscillateur à synchroniser, le but recherché est atteint. Nous sommes en présence d’un asservissement.

La (figure 37) représente un exemple de la courbe de réponse d’un comparateur de phase.

Prenons le cas où la fréquence de la dent de scie tend à être plus grande que celle du signal de synchronisation. Le comparateur fournit une tension positive qui tend à ralentir l’oscillateur, si celui-ci ralentit trop, le comparateur fournit alors une tension négative qui ré accélère l’oscillateur : celui-ci est donc maintenu constamment à la fréquence Fo voulue. L’asservissement en fréquence est bien réalisé.

Ces comparateurs de phase sont beaucoup plus complexes que les circuits de synchronisation directe mais possèdent l’avantage d’être insensibles aux impulsions parasites. Ils sont sensibles uniquement à la phase, c'est-à-dire à la coïncidence entre les fréquences des deux signaux et non à leurs formes.

Tous les circuits de contrôle automatique de la fréquence horizontale utilisés actuellement, bien que de conceptions variées et multiples, fonctionnent selon ce principe.

Fonctionnement d’un comparateur

Le schéma d’un comparateur de phase à diodes est donné (figure 38) .

Le signal de synchronisation arrive sur le primaire du transformateur T.

Les impulsions de synchronisation sont présentes sur les deux extrémités du secondaire, d’égales amplitudes mais en opposition de phase,si bien que les diodes D1 et D2 sont conductrices. Elles se comportent comme deux résistances égales et le pont qu’elles forment avec S1 et S2 se trouve à l’équilibre, c'est-à-dire que les points A et B du circuit se trouve au même potentiel.

Voyons ce qui se passe lorsque la dent de scie est appliquée en A, point milieu du secondaire T.

a) Cas où les deux signaux sont en phase

Dans la (figure 39 a) , on suppose que la dent de scie générée par l’oscillateur ligne est exactement en phase avec les tops de synchronisation.

Les diodes D1 et D2 sont bloquées, sauf, lorsque le top de synchronisation est présent. Pendant sa durée, les deux diodes conduisent et la tension VB au point B suit l’allure de VA pendant ce bref intervalle.

Comme on le voit dans cette figure, la tension VB est constituée de deux petits triangles, l’un positif, l’autre négatif, d’amplitude égale et donc de valeur moyenne nulle.

En raison de la présence de la cellule RC, la tension Vo de sortie se maintient à la valeur moyenne de VB : on obtient donc, dans ce cas, une tension de sortie Vo nulle.

b) Cas où la fréquence de l’oscillateur est trop basse

Dans le cas de la (figure 39 b) où la fréquence de l’oscillateur tend à diminuer, la dent de scie est en retard sur les tops de synchronisation et la tension VB a une forme trapézoïdale entièrement positive.

c) Cas où la fréquence de l’oscillateur est trop élevée

La (figure 39 c) illustre ce cas. La tension VB est alors formée de trapèzes négatifs et la tension de correction Vo est négative.

La polarité de Vo requise pour corriger en fréquence les dérives de l’oscillateur ligne dépend de la nature de ce dernier.

Le cas décrit précédemment convient pour les circuits dont la fréquence augmente avec une tension de polarisation Vo positive.

Dans le cas d’un oscillateur dont la fréquence diminue quand la tension de polarisation devient positive, il convient d’inverser la phase de la dent de scie par rapport à celle indiquée dans la (figure 39) .

Une variante du précédent montage est illustrée (figure 40) . Le transformateur, élément coûteux et encombrant a été remplacé par un transistor dont les charges de collecteur et d’émetteur R3 et R4 sont identiques, ce qui permet de récupérer deux signaux égaux et en opposition de phase sur ses deux électrodes.

Les tops de synchronisation sont appliqués aux diodes D1 et D2 à travers les condensateurs C2 et C3. La dent de scie est appliquée au point milieu A des résistances R5 et R6.

Le fonctionnement est donc tout à fait identique à celui du montage précédent.

Le montage de la (figure 41) donne le schéma d’un montage avec comparateur de phase pilotant un blocking à transistor.

Dans ce montage, la dent de scie lignes, arrivant sur le comparateur de phase, est obtenue par intégration dans la cellule R7, C7 des tops de retour lignes, prélevés sur un enroulement spécial du transformateur THT, comme nous le verrons par la suite.

L’étage formé par TR1, fournit les impulsions de synchronisation en opposition de phase nécessaires au pont de diodes du comparateur.

La tension de commande sortant du comparateur passe par deux cellules de filtrage avant d’être appliquée au blocking de façon à corriger toute dérive de fréquence.

Le réglage manuel de la fréquence est obtenu en faisant varier la valeur de R9 qui change ainsi la constante de temps de décharge du condensateur C6 sur la base du transistor TR2.

D) Synchronisation d’un oscillateur sinusoïdal

Le type d’oscillateur à pentode représenté (figure 42) , a été très employé dans les bases de temps lignes.

Si la tension sinusoïdale présente aux bornes du circuit oscillant et donc sur la grille de commande du tube est de forte amplitude, le tube est bloqué pendant l’alternance négative et saturé pendant l’alternance positive. Le courant anodique passe de la valeur zéro à la valeur maximale permise par la tension de la grille écran, l’allure de ce courant est donc une série d’impulsions.

Dans la (figure 43) , on peut voir un exemple du courant anodique quand une tension d’oscillation de forte amplitude est appliquée à la grille G1.

En raison de la présence de la résistance R2, les impulsions de courant produisent sur l’anode des impulsions négatives de tensions très semblables à celles que l’on obtient avec les oscillateurs bloqués ou les multivibrateurs.

En intercalant le circuit de Peaking R1 C1, on obtient la forme d’onde de commande nécessaire pour commander l’étage de puissance.

S’agissant d’un oscillateur sinusoïdal, il est possible de faire varier sa fréquence en utilisant un circuit à réactance dont nous allons voir le fonctionnement.

1) Circuits à réactance

Le fonctionnement de ces circuits est expliqué pour une triode car elles furent très employées.

Une triode peut se comporter comme une capacité ou une inductance si elle est alimentée par une tension anodique sinusoïdale et que l’on fasse en sorte que le courant anodique qui la traverse soit déphasé en avance ou en retard d’un quart de période par rapport à cette tension. C’est le cas du montage de la (figure 44) .

Supposons que dans le circuit de grille, la réactance X du condensateur soit, à la fréquence du signal alternatif Va, très grande par rapport à la valeur de R. Le courant I traversant la cellule RC est déterminé par la valeur X et se trouve déphasé d’un quart de période en avance(on dit aussi quadrature avance) sur la tension Va. La tension de commande V de la grille, égale au produit R x I est aussi en quadrature avance par rapport à Va et donc le courant anodique Ia (figure 44b) également.

Dans le cas présent, l est facile de calculer la valeur C du condensateur équivalent au circuit à réactance.

Le courant Ic est donné par le rapport :

Ic =

Ce qui donne la valeur de la tension de grille Vg :

Vg = R x Ic = R x

Le courant anodique Ia est lié à la tension de grille Vg par la relation :

Ia = S . Vg = S x R x

Par ailleurs, le condensateur équivalent C ayant une tension Va à ses bornes, est traversé par un courant I’a égal à :

I’a =

Si l’on égale les deux valeurs de courant Ia et I’a, on obtient :

Ia = I’a S x R x =

La réactance d’un condensateur est donnée par la formule :

Xc = donc :

S x R = S R Va C = Va C

En divisant les deux termes par Va , on obtient :

SRC = C

La valeur du condensateur C équivalent au tube à réactance est donnée par cette formule :

C = S x R x C avec : C et C en F - S en A/V - R en

Exemple : Si dans le schéma précédent, on a  : C = 100 pF, R = 1,5 k et S = 2,5 x A/V , la valeur de C sera de :

C = 100 x x 1,5 x x 2,5 x = 375 x F = 375 pF

La valeur de C dépend de la pente S du tube qui varie en fonction de la tension de polarisation Vg de la grille. On remarque aisément que le circuit à réactance peut être assimilé à un condensateur variable dont la valeur est fonction de la tension de polarisation Vg de grille.

En réalité, la présence de R fait en sorte que le schéma équivalent de ce circuit à réactance est composé de la capacité équivalente C en parallèle sur une résistance R (figure 44 b) .

Si l’on remplace la cellule RC par une cellule RL dans le montage du tube à réactance, et que l’on reprend les raisonnements précédents, on constate que le courant Is, donc Ia, est en quadrature arrière par rapport à Va de la même manière que le courant traversant une inductance. Le montage à réactance est alors équivalent à une inductance L en parallèle avec une résistance R.

Dans la (figure 45) sont illustrés quatre schémas de principe typiques de circuits à réactance avec les formules permettant de calculer la valeur des capacités et inductances équivalentes. Sur ces schémas, l’alimentation anodique du tube et la polarisation de grille ne sont pas indiquées.

Des circuits tout à fait analogues peuvent être obtenus avec des transistors.

2) Chaîne de régulation en fréquence

La chaîne complète est représentée (figure 46) . le fonctionnement du comparateur de phase est identique à ceux que nous avons vu précédemment, mais au lieu d’avoir une dent de scie, celle-ci est remplacée par une onde sinusoïdale.

Dans de nombreux cas, on utilise plutôt des impulsions prélevées sur un enroulement spécial du transformateur de THT et qui, après intégration dans un réseau RC, sont transformées en dents de scie. La (figure 47) montre les deux cas pouvant se présenter : impulsions positives ou négatives avec l’action du réseau RC dans les deux cas.

Un exemple concret d’asservissement est donné dans la (figure 48) .

Dans ce montage, les étages successifs apparaissent nettement, on note successivement :

L’étage déphaseur (TR1) qui fournit au comparateur deux signaux de synchronisation égaux et en opposition de phase.

Le comparateur de phase qui reçoit également les tops de retour lignes venant du transformateur THT.

Le filtrage de la tension délivrée par le comparateur.

Le circuit à réactance (TR2) qui reçoit cette tension et se comporte comme une capacité variable.

L’oscillateur sinusoïdal constitué par TR3 qui est du type Hartley. Le circuit à réactance est connecté entre la partie inférieure de la self L et la masse.

Un étage de mise en forme (TR4).

Analysons le fonctionnement :

Si la fréquence de l’oscillateur tend à diminuer, le comparateur fournit une tension négative(c'est-à-dire contraire au comparateur vu précédemment (figure 39) ) , du fait du sens de la dent de scie. Le transistor TR2 conduit moins, cela signifie que la capacité C équivalente au circuit à réactance diminue ainsi que la capacité totale en résonance avec la self L. L’oscillateur à donc tendance à augmenter sa fréquence, ce qui contrarie bien la tendance initiale à la diminution.

L’inverse se produit si la fréquence tend à augmenter. Il y a donc bien asservissement de fréquence.

Le signal sinusoïdal est ensuite appliqué à un étage de mise en forme, constitué par TR4, qui commande à travers un transformateur d’impulsions, l’étage de puissance.

Un deuxième exemple est donné sur le schéma de la (figure 49) .

Le transistor T22 et les composants qui lui sont associés constituent un générateur sinusoïdal du type Meissner. Le transistor T21 et les composants qui lui sont associés, constituent le circuit à réactance.

Le transistor T20 fonctionne en amplificateur de courant continu de la tension fournie par le comparateur de phase.

Le générateur sinusoïdal est constitué par le transistor T22, la bobine M9, le condensateur C84 et par la cellule de polarisation formée par le condensateur C85, la résistance R94 et la diode D9a qui inhibe d’éventuels accrochages.

En parallèle avec le condensateur C84 qui détermine la fréquence des oscillations du circuit résonant, se trouve le circuit du transistor à réactance T21 qui se comporte comme une réactance inductive.

Ce circuit qui se comporte comme une inductance variable modifie la fréquence des oscillations du générateur sinusoïdal.

La variation de la réactance inductive présentée par le circuit du transistor T21 est déterminée par la variation de la polarisation de base de ce transistor.

Celle-ci n’est autre que la tension continue d’asservissement provenant du comparateur de phase, elle est filtrée par C80 – C81 –R88 et amplifiée par T20 qui l’applique sur la base de T21.

La fréquence de 15 625 Hz des oscillations du générateur sinusoïdal est donc déterminée par la valeur de la tension appliquée sur la base de T21.

Si cette tension augmente, le transistor T21 conduit plus, donc la réactance inductive présentée par le circuit diminue et en conséquence, la fréquence des oscillations augmente.

Si la tension de commande diminue, le transistor T21 conduit moins, donc la réactance inductive présentée par le circuit augmente et la fréquence des oscillations diminue.

Or, le système étant bouclé quand la fréquence de l’oscillateur sinusoïdal diminue, la tension provenant du comparateur de phase augmente et le transistor à réactance conduit davantage, ce qui équivaut à une diminution de sa réactance inductive et entraîne donc une augmentation de la fréquence des oscillations de l’oscillateur ligne qui est ainsi ramené automatiquement à sa fréquence correcte de fonctionnement.

On obtient ainsi en pratique un asservissement de la fréquence de l’oscillateur ligne.

La cellule RC, composée de R89 – C78a – C82, intègre les impulsions de retour ligne provenant du transformateur THT, elles sont appliquées au comparateur de phase par C79 et R86.

Le condensateur C86 et la résistance R93 découplent l’alimentation de l’oscillateur ligne afin que d’éventuels signaux parasites ne puissent, par l’alimentation, parvenir à d’autres circuits du téléviseur et en perturbent le fonctionnement.

III – Générateurs de bases de temps à circuits intégrés

Actuellement, les circuits intégrés sont omniprésents au niveau du générateur de base de temps. Ils remplacent bon nombre d’étages conventionnels au niveau de la séparation et de l’oscillateur horizontal. Certains se retrouvent très souvent comme le TBA 920 ou le TBA 950 ou encore le TCA 511.

A) Grands principes de fonctionnement

1) oscillateur horizontal

Les grands principes restent valables d’un circuit à l’autre. L’oscillateur horizontal, par exemple, est de type RC. Le principe général est représenté à la (figure 50) .

Deux sources de courant constant I1 et I2 de même valeur mais de sens opposé sont disponibles.

L’une (I1) charge une capacité C jusqu’à une tension V1, l’autre(I2) décharge cette capacité jusqu’à une tension V2.

Les courants étant constants, charge et décharge du condensateur se font de façon linéaire.

La tension aux bornes de C est appliquée à une bascule de Schmitt constituée de T1 et T2, qui fixe les niveaux de tension V1 et V2 et commute les sources de courant. La capacité C est extérieure au circuit.

Un potentiomètre externe permet de modifier la valeur du courant de charge et de décharge et donc de faire varier la fréquence de l’oscillateur.

La (figure 51) donne le schéma théorique complet de la partie oscillateur d’un circuit intégré TBA 920.

Le transistor TR12 est le générateur de courant constant.

Le bistable constitué de TR1 et TR2 commute les transistors TR10 et TR11.

Lorsque le transistor TR10 conduit, TR11 est bloqué. Le courant constant I2 de décharge de C traverse TR10 et TR12.

Lorsque le transistor TR10 est bloqué, TR11 conduit ainsi que TR9. le courant de charge I1 passe par TR9.

Lors de la charge de C, le potentiel à la broche 14 augmente, arrivé à la tension V1, le transistor TR6 se met à conduire ce qui, via TR4, fait basculer le bistable TR1 et TR2 de sorte que l’on a bien la commutation des courants I1 et I2 puisque TR10 se sature et que TR11 se bloque.

Lors de la décharge de C, le potentiel à la broche 14 diminue, arrivé à la tension V2, le transistor TR7 se sature et via TR3, fait basculer le bistable TR1 et TR2, la deuxième commutation s’effectue.

Le réglage des courants s’effectue à l’aide de P en série avec le générateur de courant constant sur la broche 15. La tension de sortie du comparateur de phase est appliquée sur cette même broche 15.

2) Le comparateur de phase

Ce circuit intégré TBA 920 contient également le séparateur de tops de synchronisation et le comparateur de phase dont la sortie s’effectue sur la broche 12 avant d’être, à travers un filtre extérieur, réinjectée sur la broche 15, comme nous venons de le voir.

En observant la (figure 52) , on constate que le filtre extérieur est double.

Lorsque l’oscillateur est synchronisé, ce filtre est composé de C1 en parallèle sur C2, R2 car le détecteur de coïncidence maintient l’interrupteur DC fermé comme nous le verrons plus loin. La sensibilité du système est alors faible et la plage de rattrapage en fréquence étroite.

Tant que l’oscillateur n’est pas synchronisé, la plage de rattrapage est grande, le filtre n’est constitué que de C1(DC est ouvert). La sensibilité aux parasites est grande.

Examinons le fonctionnement de la partie comparateur de phase dont le principe général est le suivant (figure 51) :

Un condensateur externe C1 est chargé et déchargé par un courant positif et négatif de durée variable. Lorsque l’oscillateur qui commande la commutation charge / décharge est à la bonne fréquence, la largeur des créneaux des courants positifs et négatifs est égale. La valeur continue de la tension VC1 aux bornes du condensateur C1 est nulle.

Par contre, lorsque la fréquence de l’oscillateur est mauvaise, l’un des deux créneaux de courant est plus large que l’autre et la tension VC1 aux bornes du condensateur C1 est positive ou négative selon le sens de la dérive de la fréquence.

La (figure 53) résume ce fonctionnement.

La commutation charge / décharge se fait lorsque la tension aux bornes du condensateur C (broche 14) de l’oscillateur atteint une certaine valeur V.

Le schéma détaillé du comparateur de phase d’un TBA 920 est représenté (figure 54) .

Les tensions V et V sont en forme de créneaux en opposition de phase puisqu’ils proviennent du montage bistable inclus dans l’oscillateur.

Les tensions de base V et V de TR4 et TR6 sont fixes et correspondent aux niveaux de basculements des courants I et I (figure 55) .

Lorsque la tension V , c'est-à-dire la tension de base de TR5, est en dessous de V et que la tension V est haute, le transistor TR3 conduit.

Lorsque la tension de base de TR5 est au dessus de V et que la tension V est haute, le transistor TR2 conduit.

Lorsque la tension de base de TR7 est en dessous de V et que la tension V est haute, le transistor TR3 conduit.

Lorsque la tension de base de TR7 est au dessus de V et que la tension V est haute, le transistor TR2 conduit.

La conduction du transistor TR2 permet au courant de charge I du condensateur C1 de circuler.

Par contre, la conduction du transistor TR3 fait conduire TR1 qui décharge C1 par le courant I.

Les transistors TR10 et TR11 reçoivent, quant à eux sur leur base, une impulsion de synchronisation différentiée.

Le montage est conçu de telle sorte que le courant résultant de I et de I n’existe que lorsque cette impulsion dépasse un certain seuil (ceci permet d’éliminer les parasites de faible amplitude en modulation négative), si bien que la durée reste constante. Ainsi, le rapport I / I varie selon la position de cette impulsion de synchronisation par rapport à la tension VC de l’oscillateur.

3) Le détecteur de coïncidence

Le principe de base d’un détecteur de coïncidence est analogue à une porte ET dont l’une des entrées reçoit les impulsions de synchronisation et l’autre les tops de retour de lignes écrêtés.

Lorsqu’il y a coïncidence entre ces deux impulsions, la sortie passe à l’état 1 pendant tout le temps où cette coïncidence à comme lieu comme le montre la (figure 56 a) .

Lorsque les coïncidence n’ont pas lieu (figure 56 b) , la tension de sortie est constamment nulle.

Lorsque l’oscillateur est synchronisé, la tension de sortie en forme de créneaux charge un condensateur externe jusqu’à une tension de seuil qui provoque la commutation d’une bascule de Schmitt qui relie alors le circuit R2, C2 (figure 52) et (figure 54) à la masse. La plage de rattrapage en fréquence du comparateur est alors étroite mais peu sensible aux parasites.

Si la synchronisation est perturbée, la tension de sortie du détecteur de coïncidence s’annule et le condensateur se décharge. La tension repasse en dessous d’un certain seuil et le trigger de Schmitt rebascule annihilant le rôle de C2 et R2. La plage de rattrapage est alors grande et l’oscillateur peut être recalé à nouveau.

4) Exemple de générateur à circuit intégré

Les grands principes que nous venons de voir restent valables pour la plupart des circuits intégrés oscillateur lignes. La (figure 57) donne le schéma d’un montage classique de générateur de base de temps horizontale utilisant un circuit intégré TBA 950 F.

Le circuit intégré TBA 950 F remplit les fonctions suivantes :

séparation des tops de synchronisation lignes et trames.

Intégration des tops trames.

Comparateur de phase.

Oscillateur ligne.

Réglage de phase.

Etage de sortie.

C’est ce que résume le synoptique interne de ce circuit représenté (figure 58) .

Examinons la (figure 57) : Le signal vidéo composite arrive sur la broche 5 à travers une cellule C1, R3, C2 de mie en forme. Cette broche 5 est l’entrée du séparateur qui envoie, d’une part, les tops de synchronisation ligne sur le comparateur de phase et d’autre part, ces tops sur un étage intégrateur qui extrait les impulsions de synchronisation trame qui sont disponibles sur la broche 7.

Le comparateur de phase reçoit également le signal venant de l’oscillateur.

Cet oscillateur a sa fréquence déterminée par les éléments extérieurs R8 et P2(broche 14) en 625 lignes et par R8, P2, R9 et P3 en 819 lignes.

Tous ces éléments agissent lorsque le téléviseur est en standard E, c’est pourquoi on effectue d’abord le réglage de la fréquence horizontale en 625 lignes avec P2 et que l’on ajuste ensuite P3 en 819 lignes.

Un réglage de phase peut être effectué en agissant sur le potentiomètre P1 relié à la broche 11. Ce réglage commande l’étage de réglage de phase qui reçoit également les tops de retour lignes venant du transformateur de lignes à travers D1, R4 et la broche 10. cet étage pilote le détecteur de coïncidence qui commute les constantes de temps du comparateur de phase.

Le signal sortant de l’oscillateur est amplifié par l’étage de sortie et est disponible sur la broche 2. Il est envoyé sur le transistor pilote T1 qui, à travers le transformateur TR1, commande le transistor final T2 dont nous verrons le fonctionnement par la suite.

Contrairement aux montages à tubes où le signal issu du générateur, est appliqué à la grille de la pentode de l’étage final, dans les montages à transistors ou à circuits intégrés, on a besoin d’un étage intermédiaire appelé préamplificateur ou encore pilote(driver).

IV – Etages préamplificateurs à transistors

Dans les bases de temps à transistors, les signaux issus des générateurs de bases de temps n’étant pas d’une amplitude suffisant pour être appliqués directement aux étages finals de déflexion horizontale, ces générateurs sont suivis d’un étage préamplificateur (figure 59) .

Cet étage sert également à séparer l’étage final où circulent des courants très importants des circuits précédents.

Sans ces étages, les impulsions très importantes présentes dans les circuits finals risqueraient de remonter partiellement vers les étages oscillateurs et de venir ainsi perturber leur fonctionnement.

En résumé, ces étages, appelés souvent driver, ont pour rôle d’amplifier le courant délivré par le relaxateur, d’améliorer la stabilité de ce dernier ou du moins éviter qu’il ne soit perturbé.

Deux types de montages peuvent être rencontrés :

Les montages où le driver conduit en même temps que le transistor final.

Les montages dans lesquels le driver et le transistor final conduisent alternativement.

Ces derniers sont, la plupart du temps, adoptés du fait de leur meilleur rendement, et de la séparation plus efficace qu’ils assurent entre les deux étages.

La (figure 60) donne le schéma d’un tel montage.

Le transistor T2 conduit lorsque T1 est bloqué et réciproquement. Lorsque le transistor T1 conduit, le primaire du transformateur emmagasine de l’énergie qui est restituée dans le circuit de base de T2 pendant l’aller du balayage. Le circuit R1 C1, situé dans la base de T2, est un circuit de mise en forme qui assure la saturation et le blocage net du transistor final.

L’instant le plus critique se situe au moment du blocage. En effet, pendant la saturation, le transistor a stocké beaucoup de charges sur sa base. Au moment du blocage, si l’on se contente d’annuler le V, C1 débranché, le courant collecteur continue à circuler en utilisant les charges de la base ainsi que le représente la (figure 61) .

Pour remédier à ce phénomène néfaste, il faut éliminer rapidement au moment du blocage, les charges stockées sur la base. Il suffit d’appliquer sur cette dernière, une tension négative, comme le représente la (figure 62) , C1 branché, qui va déstocker les charges de la base.

V – Etages de sortie – Généralités

Examinons à présent comment le signal à la fréquence lignes est amplifié pour être appliqué au déviateur.

L’impédance des bobines de déviation horizontale est essentiellement inductive contrairement aux bobines de déviation verticale, qui, pendant l’aller, se comportent comme une résistance.

Leur réactance est d’environ 400 à 800 ohms alors que leur résistance est d’environ 5 à 10 ohms.

En première approximation , on peut négliger leur résistance et ne tenir compte que de l’inductance de ces bobines.

A) Comportement d’une self L soumise à une tension U

La tension aux bornes d’une self idéale (sans résistance) est donnée pat la relation E = L ou L est l’inductance de la self et , la vitesse de variation du courant qui la traverse.

Si la tension E est maintenu constante (figure 63) , le rapport est donc contant et le courant croît en fonction du temps.

Exemple : si l’inductance a une valeur de 80 milli henrys et si la tension E est de 200 volts, on a :

= = = 2,5 ampères par milliseconde.

Le courant augmente de 2,5 ampères toutes les millisecondes. Le phénomène se prolonge indéfiniment et le courant atteint des valeurs très grandes. Ceci est vrai si la self est parfaite donc sans résistance propre. En réalité, quelque soit la grosseur du fil employé, cette résistance existe, bien qu’elle soit assez faible. On se retrouve ainsi dans le cas de la (figure 64) .

Le courant croît jusqu’à une valeur maximale i égale à . A la fermeture de l’interrupteur S, le courant est faible, et par conséquent, la chute de tension V, dans la résistance, est très faible. Toute la tension E se retrouve pratiquement aux bornes de L :

V = E - Ri E

La vitesse de variation du courant est encore donnée par la formule précédente . Le courant croît de façon quasi linéaire.

Plus le courant augmente, plus la chute de tension V dans R augmente et ne peut plus être négligée par rapport à V qui diminue d’autant puisque V + V = E = constante.

Le courant i atteint sa valeur maximal i lorsque V = E et donc que V est nulle. Le rapport étant nul, l’est également, ce qui signifie que le courant i ne varie plus et reste constant. L’allure de ce courant en fonction du temps est donnée (figure 65) . C’est une forme exponentielle semblable à la charge d’un condensateur, mais dans ce cas, il s’agit de la tension aux bornes d’un condensateur alors qu’ici, il s’agit du courant traversant la self.

Exemple : dans le cas de la (figure 65) , les valeurs de départ sont les suivantes :

E = 200 Volts L = 80 milli henrys R = 20

On en déduit i = = = 10 ampères

On peut également parler de constante de temps définie par le rapport est exprimé en secondes.

= = = 4 x 10 s = 4 millisecondes

La signification de cette constante de temps est analogue à celle d’un circuit RC : elle exprime le temps qui s’écoule à partir de l’instant initial où l’on ferme l’interrupteur pour que le courant i atteigne 63,2% de sa valeur maximal i soit ici :

i = = 6,32 ampères

En étendant encore l’analogie entre les circuits RC et RL, on voit qu’avec un circuit RL, on peut obtenir des dents de scie de courant de la même façon qu’un circuit RC peut engendrer des dents de scie de tension.

Il suffit pour cela de remplacer l’interrupteur par un tube électronique ou un transistor et d’appliquer sur son électrode de commande une suite d’impulsions le portant au blocage.

La (figure 66) donne la forme des tensions et des courants dans un tel montage.

L’interrupteur est fermé pendant le temps t et ouvert pendant le temps t.

Le temps t de 54 microsecondes (figure 66) correspond au temps d’aller du balayage d’une ligne alors que le temps t correspond au temps de retour du spot avant le balayage de la ligne suivante.

Pendant le temps t, le courant croît linéairement dans le déviateur L (figure 66 b) et s’annule pendant le temps t puisque l’interrupteur S est ouvert.

La chute de tension dans la résistance interne R de la self est proportionnelle au courant i (figure 66 c) .

La tension V (figure 66 d) présente de fortes pointes de tension inverse lors de l’ouverture de l’interrupteur S. Ceci est du à la variation très rapide du courant i qui, d’une valeur maximale Io, s’annule brusquement ce qui engendre le phénomène bien connu d’auto induction.

B) Influence de la capacité parasite

Dans la (figure 66 b) , le retour de la dent de scie est tracé dans le cas d’un circuit idéal sans capacité parasite.

En réalité, il faut tenir compte de la capacité parasite Cp que présentent les spires de la self par rapport à la masse ainsi que de la capacité de sortie Cs de l’étage qui joue le rôle de l’interrupteur.

La (figure 67 a) donne le schéma tenant compte de ces capacités et dans lequel C = Cp + Cs.

On se trouve ainsi en présence d’un véritable circuit oscillant résonant sur la fréquence fo donnée par la formule :

fo = fo en hertz – L en Farads – C en Henrys. La résistance R amortit ce circuit.

La (figure 67 c) donne l’allure du courant i qui traverse l’inductance. Dés que l’interrupteur s’ouvre, le courant i décroît de sa valeur maximale positive + Io à zéro en suivant une loi sinusoïdale puis change de sens et recommence à augmenter en valeur absolue, pour atteindre une valeur maximale négative – Io. Il remonte ensuite vers zéro et oscille ainsi pendant tout le temps t en diminuant d’amplitude du fait de la résistance R qui amortit l’oscillation.

Cependant, la résistance interne des bobines de déflexion horizontale étant très faible par rapport à leur réactance, le circuit est peu amorti.

Il est clair que de telles oscillations sont nuisibles pour un balayage correct dans la mesure où le faisceau électronique, lorsqu’il atteint l’extrémité droite de l’écran, plutôt que de retourner en une seule fois à gauche de l’écran, parcourt ce dernier plusieurs fois pendant tout le temps de t de retour.

Pour éviter cela, on peut penser à amortir davantage le circuit en augmentant R jusqu’à ce que le courant i, dans l’inductance, décroisse à zéro sans osciller, mais le temps de retour t devient inévitablement trop long (figure 68 a) .

On peut obtenir un temps de retour t plus rapide en refermant l’interrupteur S à l’instant précis où le courant i, achevant sa première oscillation, passe par zéro.

Le retour est alors formé d’un quart de sinusoïde (figure 68 b) . C’est pourquoi, il dure exactement un quart de la période d’oscillation propre du circuit à savoir :

t = To = = = 1,57

A peine l’interrupteur est il refermé que les oscillations cessent et la dent de scie reprend son allure linéaire et régulière.

VI – Etages de sortie horizontale à tubes

A) Etage simplifié

Le montage de la (figure 69 a) utilise une pentode ayant le rôle de l’interrupteur S et commandée par des créneaux à la fréquence lignes générés par la base de temps horizontale. La résistance d’amortissement que l’on aurait pu utiliser est remplacée par une diode.

Temps t à t :

La pentode est conductrice et le courant i croît linéairement dans l’inductance L.

Temps t à t :

La pentode est portée au blocage par l’impulsion négative appliquée sur sa grille.

Le courant i ne peut plus traverser la pentode et charge alors le condensateur C dans le sens indiqué (figure 69 b) . La diode se trouve ainsi bloquée puisque sa cathode est plus positive que son anode. Le courant i décroît jusqu’à s’annuler à l’instant t.

Temps t à t :

Le condensateur s’étant chargé précédemment se décharge maintenant dans la self avec un courant i qui circule dans l’autre sens comme le montre la (figure 69 c) .

Ces deux dernières phases correspondent au fonctionnement d’un circuit oscillant LC dont les éléments se chargent ainsi tour à tour.

Lorsque le courant i arrive à sa valeur maximale, la tension aux bornes de l’inductance qui est en quadrature avance par rapport à ce courant, s’annule et change de signe rendant ainsi la diode conductrice (temps t).

Temps t à t :

Le courant i diminue de valeur et traverse la diode conductrice dont la résistance interne r est faible.

Le courant décroît, non plus suivant une loi oscillatoire sinusoïdale, mais exponentiellement comme nous l’avons expliqué précédemment dans le cas d’un circuit RL.

Au moment où le courant i est sur le point de s’annuler, la pentode se remet à conduire, le courant total dans l’inductance devient la somme de i et de i précédant ce qui donne la ligne droite tracée en pointillés sur la (figure 70) qui représente les courants et tensions dans ce montage pendant les diverses phases de fonctionnement.

Un tel circuit utilise la diode pour former la première moitié de la dent de scie.

En effet, la dent de scie de courant est maintenant formée par une demi alternance positive (courant dans la pentode) et par une demi alternance négative(courant dans la diode) : son amplitude totale est donc double de celle obtenue sans la diode et ceci à égalité de courant fourni par la pentode.

La pentode conduit pendant un peu plus longtemps que la moitié du temps d’aller t. Le temps de retour t correspond à une demi période de l’oscillation propre du circuit LC, il est donc égal à :

t = = = 3,14

La tension aux bornes de l’inductance L est donnée (figure 70 b) . pendant tout le temps t, elle est constante et égale à la tension aux bornes de la diode conductrice. Pendant le temps t, elle a une forme sinusoïdale en quadrature avance avec le courant i. L’amplitude de ces demi alternances est très importante (plusieurs milliers de volts), de par un phénomène d’auto induction déjà cité précédemment.

En fait, on récupère en un temps très court, l’énergie que l’on a emmagasinée pendant tout le temps d’aller.

La tension de commande Vg de la pentode a la forme représentée (figure 70 c) .

Dans les intervalles où la pentode doit conduire, la tension de grille doit être supérieure à la tension de cut off Vgi. Etant donné que la pentode travaille dans la zone linéaire, le courant anodique suit l’allure de la tension de grille et celle-ci doit avoir une forme croissante.

De t à t, la tension de grille doit être en dessous de la tension de cut off Vgi.

Tandis que de t à t la tension Vgi est légèrement inférieure à Vgi, de t à t , la tension anodique très importante présente à ce moment là, sur l’anode de la pentode, nécessite une tension négative très importante sur la grille afin que le tube soit parfaitement bloqué et qu’il ne s’amorce pas accidentellement.

La forme d’onde de la tension de grille est donc assez complexe comme on peut le voir (figure 70 c) .

B) Circuits avec diode de récupération

Le circuit précédent peut être modifié par l’adjonction d’un condensateur C1 de 30 à 100 nanofarads environ, en série avec la plaque de la diode et l’extrémité supérieure du circuit LC, comme le montre la (figure 71) .

Le fonctionnement de ce montage est similaire à celui du circuit précédent. Toutefois, pendant le temps t à t, le courant de décharge i de l’inductance L charge le condensateur C1 avec les polarités indiquées dans la (figure 71) .

De cette façon, pendant la phase conductrice de la pentode, la tension anodique V est égale à la somme V + V, V étant la tension d’alimentation et V la tension qui s’établit aux bornes du condensateur C1.

La valeur de V varie selon le type de circuit et peut aller de 50 à 500 volts environ. Cette tension dite gonflée plus élevée que la haute tension V fournie par l’alimentation du téléviseur permet aussi d’alimenter d’autres circuits nécessitant des tensions élevées.

C) Transformateur de sortie horizontale

Pour simplifier leur réalisation, et pour des raisons de prix de revient, les bobines de déflexion ne peuvent être construites avec une inductance L suffisamment élevée pour être directement introduite dans le circuit de plaque de la pentode ; c’est pourquoi, il est nécessaire de recourir à un transformateur de sortie. A cause de la fréquence élevée de balayage horizontal, le transformateur doit présenter de faibles pertes dans le noyau, et l’on fait appel en général, à des noyaux de matériaux magnétiques non métalliques, parmi lesquels le Ferroxcube, constitué d’un mélange d’oxydes de fer et d’autres métaux magnétiques.

La principale propriété de ce matériau est d’être un très mauvais conducteur, pour les fameux courants de Foucault qui représentent une des pertes majeures des noyaux magnétiques et sont ainsi pratiquement éliminés ; on utilise d’autre part, un noyau massif plutôt que constitué par des tôles.

Le Ferroxcube a aussi une perméabilité élevée et ne nécessite donc qu’un courant magnétisant très faible.

La (figure 72) représente le schéma simplifié d’un étage avec transformateur de sortie lignes (horizontale).

Il est constitué d’un auto transformateur à prises intermédiaires. L’une de ces prises alimente les bobines de déflexion de façon à ce que le rapport élève la faible valeur selfique des bobines de déflexion à une valeur adaptée pour la charge du tube.

Une seconde prise est utilisée pour le branchement de la diode de récupération, afin d’obtenir un rendement plus élevé et en même temps pour réduire les pics de tension qui lui sont appliqués durant le retour de la dent de scie. Le rapport N1 / N2 peut varier selon le type de bobines et le tube employé de 2 à 4, tandis que N1 / N3 est de l’ordre de 1,5.

La capacité C s’ajoute à la capacité parasite de l’enroulement, et ramène ainsi la fréquence de résonance du circuit à la valeur désirée pour obtenir le temps de retour désiré. Les transformateurs utilisés en pratique ne sont pas aussi simples car ils comportent en général d’autres enroulements, dont nous verrons le rôle par la suite.

Les tubes utilisés ne peuvent pas être des pentodes de puissance classique à cause des pics élevés de tension auxquels ils sont soumis. En plus de la puissance très supérieure qu’elles doivent fournir par rapport à des tubes finals BF, ces pentodes doivent avoir des caractéristiques particulières d’isolement entre l’anode et les autres électrodes.

Pour cette raison, la plaque est toujours sortie sur le haut de l’ampoule et non pas sur une broche. Les tubes communément employés sont : (E) PL 504 – (E) PL 500 – (E) PL 300 – PL 36 – 6 CD 6 ……..

Les diodes doivent au contraire avoir la cathode particulièrement bien isolée du filament puisque celui-ci est relié au potentiel de masse alors que la cathode reçoit des pics de tension en lancées négatives très importantes.

Pour obtenir des isolements qui supportent des pics de tension de l’ordre de 5 kV, on interpose entre la cathode et le filament de petits tubes de céramique ou d’entretoises constituées par un fil enroulé en spirales et recouvert d’un matériau en céramique. Les tubes les plus utilisés sont : E (P) Y 81 – E (P) Y 88.

D) Réglage de la linéarité horizontale

La linéarité du balayage est affectée par la valeur résistive r des bobines de déflexion qui, bien que très faible, existe tout de même.

Le courant i qui traverse ces bobines crée dans cette résistance r une chute de tension parasite Ur proportionnelle à l’intensité de ce courant. Cette chute de tension est maximale lorsque le courant est maximal et inversement. Pour compenser cette variation de tension de déchet, on a recours à une bobine de linéarité L placée en série avec le déflecteur.

Cette bobine est une inductance à noyau magnétique dont la saturation est réglable par un aimant et dont l’inductance varie avec le courant qui la traverse.

Lorsque le courant est maximal, le noyau est saturé et la valeur de la self est minimale donc la chute de tension V est maximale.

Dans le même temps, la chute de tension Vr dans les bobines de déflexion due à leur résistance ohmique est maximale.

Lorsque le courant est minimal, le noyau n’est pas saturé, la valeur de la self est maximale donc la chute de tension V est maximale. Concomitamment, la chute de tension Vr dans les bobines de déflexion est minimale.

La chute de tension Vr + V est donc constante et n’affecte pas la linéarité horizontale.

Pour éviter d’éventuelles oscillations parasites, cette inductance non linéaire est amortie par une résistance en parallèle R.

D’autre part, le déflecteur horizontal qui est constitué de deux bobines n’est pas parfaitement symétrique ; de même, le canon à électrons du tube n’est pas absolument parfait dans sa géométrie.

Il résulte de tout ceci une non linéarité asymétrique du balayage horizontal. Pour pallier à ce défaut, un aimant permanent, réglable en position, équipe la bobine de linéarité (figure 73) .

Le réglage de l’aimant est fait, par exemple, pour qu’au début de l’aller du balayage, le champ de l’aimant et le champ créé par le courant soient de sens contraire. Le champ résultant H est faible (figure 74) , la valeur de la self est donc grande et la chute de tension V a une certaine valeur.

Durant la seconde moitié de l’aller du balayage, le courant induit un champ dans le même sens que le champ de l’aimant. Le champ résultant H (figure 74) est important et la valeur de la self est petite. La chute de tension V est d’une valeur supérieure à V de tout à l’heure.

Toutes les valeurs intermédiaires peuvent être obtenues pour V et V en fonction du réglage de l’aimant ce qui permet de corriger la non linéarité asymétrique.

Rappelons pourquoi la valeur de L varie en fonction de courant. La valeur d’une self est donnée par la relation suivante :

L = équation (1)

L = en Henry = perméabilité de l’air = perméabilité du noyau de la self N = nombre de spires S = section de la bobine 1 = longueur de la bobine

D’autre part, la courbe de la (figure 75) représente la valeur en fonction de H, c'est-à-dire de I puisque H = .

On voit que diminue rapidement à partir d’une certaine valeur de H donc de I.

Or dans la relation (1) N2, S, 1 et sont des constantes.

On peut donc poser L = K . On s’aperçoit ainsi que la valeur de L dépend directement de donc de I.

E) Régulation automatique d’amplitude

Il est évident qu’en agissant sur la polarisation de grille de la pentode, on peut faire varier le courant maximum fourni par celle-ci et donc l’amplitude du balayage horizontal.

Si cette polarisation est obtenue à partir des points de tension qui se manifestent pendant le retour lignes, on obtiendra une régulation automatique. Ainsi, la (figure 76) donne un exemple.

La résistance Rg de grille n’est plus reliée à la masse comme précédemment mais connectée à l’extrémité supérieure d’une VDR qui reçoit, d’une part, les impulsions de retour lignes prélevées au point A du transformateur, à travers le condensateur C2, et d’autre part, une polarisation à travers R2 obtenue par le pont diviseur P, R3 lui-même alimenté par la tension de récupération.

La résistance VDR(voltage dépendant résistor) présente une caractéristique courant / tension ainsi que le représente la (figure 77) due à la diminution de sa résistance lorsque la tension qui lui est appliquée dépasse une certaine valeur de seuil V.

Les impulsions de retour lignes dépassent ce seuil et la VDR conduit alors fortement, chargeant le condensateur C2 avec les polarités indiquées dans la (figure 76) ce qui rend la grille du tube d’autant plus négative que les impulsions ont une amplitude plus grande.

En faisant varier la polarisation de la VDR au moyen de P, on fait varier l’amplitude que les impulsions doivent atteindre pour faire conduire la VDR et l’on règle ainsi l’amplitude du balayage qui se maintient ensuite, automatiquement : en effet, si l’amplitude des impulsions de retour lignes augmente (donc l’amplitude du balayage horizontal augmente), la polarisation de la grille de la pentode sera plus négative, ce qui fait conduire moins le tube et réduit ainsi l’amplitude du balayage : il y a bien auto régulation.

L’emploi d’une VDR est préféré à celui d’une diode car elle présente une tension de seuil élevée adaptée à cet usage. En outre, elle est plus économique qu’une diode capable de supporter les pointes de tensions présentes dans ce circuit.

VII – Circuits de déflexion horizontale à transistors

Des difficultés sont apparues lorsque l’on a voulu transistoriser les circuits de déflexion, en raison des pointes de tensions très importantes apparaissant pendant le temps de retour.

Pour cette raison, la transistorisation de ces circuits s’est faite progressivement au rythme de l’évolution de la technologie, d’abord dans les circuits de déflexion verticale puis dans les circuits de déflexion horizontale de téléviseurs portatifs utilisant des cathoscopes de petites dimensions.

Dans les téléviseurs grand écran, les circuits de déflexion horizontale à tubes furent assez longtemps conservés même sur des châssis, par ailleurs entièrement transistorisés pour des raisons technologiques mais aussi pour des raisons de prix de revient, les transistors appropriés étant alors assez coûteux.

Ces transistors doivent de plus, supporter des courants importants et posséder en commutation des temps de réponse très courts. On trouve, par exemple, des transistors AU 108, AU 109, AU 110 au germanium ou mieux BU 105, BU 106, BU 108, BU 109, Bu 208 et BU 508.

Avec les transistors, les principes de fonctionnement utilisés pour faire circuler une dent de scie de courant dans les bobines de déflexion restent les mêmes, à savoir : on alimente les bobines avec une tension constante et à la fin du balayage, on laisse s’effectuer une demi période d’oscillations libres avant de les amortir avec une diode de récupération.

Alors qu’avec les tubes, on ne rencontre, en général, qu’un type de circuit, avec les transistors, on dénombre trois grands modes de récupération.

A) Circuits avec récupération de type parallèle

L’énergie emmagasinée dans les bobines pendant le balayage est restituée à l’alimentation même, ce qui permet d’alimenter également d’autres circuits du téléviseur.

Le circuit de déflexion est, par conséquent, alimenté à la valeur de la tension d’alimentation.

Ces circuits sont utilisés, en général, sur des téléviseurs alimentés sur secteur dans lesquels la tension d’alimentation des ces étages peut être de valeur appropriée ou de petits récepteurs portatifs où l’énergie nécessaire à la déflexion n’est pas élevée et pour lesquels une tension de 12 volts est suffisante.

Le schéma de principe est donné (figure 78) . Les bobines de déflexion L sont directement reliées en série avec le collecteur du transistor TR.

En parallèle sur celle-ci, un condensateur C qui détermine la fréquence de résonance de l’ensemble dont dépend le temps de retour de la dent de scie.

La diode de récupération D est en parallèle sur le transistor, et le circuit est alimenté uniquement par l’alimentation Vcc en parallèle de laquelle on trouve un condensateur C de forte valeur.

Le transformateur T n’intervient pas dans le fonctionnement du circuit mais sert uniquement à fournir sur ses différents secondaires les impulsions de retour nécessaires à d’autres circuits comme le comparateur de phase, la récupération automatique de gain, l’extinction des retours lignes et l’amplificateur vidéo.

L’inductance du primaire du transformateur est d’environ dix fois plus élevée que celle de L et peut être négligée dans l’examen du fonctionnement.

Le transistor TR est commandé par l’intermédiaire d’un transistor Tp qui adapte l’impédance de sortie de l’étage de commande à la basse impédance d’entrée de ce transistor TR.

Examinons le fonctionnement en nous aidant de la (figure 79) . Admettons que le transistor soit saturé au temps t. On peut alors le considérer comme un interrupteur fermé.

La tension d’alimentation est appliquée aux bobines L. Le courant croît linéairement jusqu’à une valeur + .

A l’instant t, on bloque le transistor TR et le courant + se met à charger C en décroissant de valeur de façon sinusoïdale.

Le courant s’annule au temps t et c’est ensuite le condensateur qui se décharge dans L (circuit résonant). Ce courant atteint une valeur de - au temps t . Ce courant de sens inverse peut alors se refermer à travers la diode D qui est alors passante. L’énergie contenue dans les bobines est transmise au condensateur C qui se maintient ainsi chargé au maximum.

A partir de l’instant t, le courant négatif traversant les bobines et la diode décroît linéairement jusqu’à s’annuler au temps t. A cet instant, la diode se bloque, il faut faire reconduire le transistor pour que le courant I puisse recommencer à croître comme pendant le temps t à t.

Si l’on considère un circuit parfait, sans résistance interne ni perte, le montage continuerait indéfiniment de fonctionner même en débranchant la tension d’alimentation.

En réalité, le courant – Id dans la diode est plus faible que le courant + I et par conséquent, la période de conduction du transistor devra être plus longue que la durée de conduction de la diode.

La récupération réalisée par la diode D se manifeste par une diminution notable du courant fournit par l’alimentation.

Les formes d’ondes d’un circuit réel sont reportées (figure 80) .

La forme d’onde du courant dans les bobines est identique à celle du cas idéal à part la valeur moyenne (ligne pointillée) qui est différente de zéro (figure 80 c) . Im représente en fait le courant moyen que devra fournir l’alimentation.

En ce qui concerne la forme des tensions aux bornes du transistor, celle de collecteur demeure la même que dans la (figure 79 d) , tandis que la tension de base est modifiée : le temps t’ à t’ est plus long que le temps t à t précédent car le transistor doit conduire plus longtemps.

Les impulsions de tensions présentes sur le collecteur du transistor atteignent des valeurs maximales de l’ordre de 200 volts.

Etant donné leur polarité, elles ne sont pas trop dangereuses pour le transistor NPN, par contre, elles polarisent la diode en inverse.

Celle-ci doit être en mesure de supporter une tension inverse importante et un courant direct de quelques ampères.

Ce circuit, tel qu’il est, présente quelques inconvénients, le courant, dans le transistor est plus grand que celui dans la diode. Les bobines de déflexion sont donc parcourues également par la composante continue Im qui rend la déflexion dissymétrique.

Pour éviter cela, on modifie le schéma comme le montre la (figure 81) en reliant les bobines à la masse à travers un condensateur Cs de valeur élevée.

Le fonctionnement est analogue à celui du montage précédent si l’on tient compte que le condensateur Cs est à la même tension que l’alimentation Vcc à travers L1 et L.

Si l’on ignore pour le moment, la présence de L1 et de l’alimentation, lorsque le transistor conduit, Cs se décharge légèrement et fournit l’alternance positive de la dent de scie i = i.

Lorsque le transistor se bloque, le courant de déflexion traverse C puis, après la demi période d’oscillation sinusoïdale de L et C, se referme par la diode. S’il n’y avait pas de pertes, l’alternance négative de la dent de scie rechargerait Cs et le cycle se répéterait à l’infini. En pratique, la différence consommée est fournie par l’alimentation.

Les deux alternances de la dent de scie dans L restent ainsi d’amplitude égale. S’il n’en était pas ainsi, Cs continuerait à se décharger (ou à se charger) et le circuit cesserait de fonctionner à un certain moment.

Sa capacité doit donc être élevée (plusieurs milliers de microfarads) de façon à ce que, pendant le cycle de décharge, la tension à ses bornes diminue très peu et puisse être considérée comme constante.

Un autre avantage de ce circuit est que le courant de déflexion parcourant les bobines se referme sur le transistor puis sur la diode pendant l’aller et sur C pendant le retour mais ne traverse jamais l’alimentation comme cela se produisait dans le montage précédent.

Ceci apporte une réduction notable des pertes puisque la résistance interne de l’alimentation n’est plus insérée dans le circuit.

B) Circuits avec récupération série

Dans ce type de circuit, l’énergie emmagasinée dans les bobines est récupérée de façon à obtenir une tension plus élevée que celle de l’alimentation elle-même. Cette tension alimente alors le circuit de déflexion ainsi que d’autres circuits du téléviseur. Ce système est utile pour les téléviseurs portatifs fonctionnant sur batterie de 12 volts.

Le schéma de principe est donné (figure 82) . Comme on peut le constater, ce montage est identique au montage à tube examiné précédemment, si l’on remplace le transistor TR par la pentode.

Pour simplifier, supposons que la sortie A sur l’inductance L représentant les bobines de déflexion, soit exactement au milieu (N1 = N2).

Quand le transistor TR est saturé, le courant + i’ fourni par l’alimentation V commence à croître linéairement dans N2 à travers D conductrice.

Comme N2 et N1 sont enroulés autour du même noyau, une tension constante est induite aux bornes de N1 avec les polarités indiquées sur la (figure 82) . Cette tension est égale à V puisque N1 = N2 et elle charge C.

Ainsi, après une période transitoire, le circuit peut être considéré comme étant alimenté avec une tension égale à deux fois V (V de l’alimentation plus V aux bornes du condensateur C).

Lorsque le transistor conduit, cette tension se divise en deux tensions égales en série aux bornes de L. Le point A est donc au potentiel V. dans ces conditions, l’anode et la cathode de la diode d se trouvent au même potentiel et celle-ci ne conduit pas.

A partir de l’instant t, le circuit se comporte comme si la diode D n’existait pas et comme si l’alimentation était égale à deux V (figure 83 a) .Le courant i dans L croît linéairement jusqu’au blocage de TR.

Temps t à t :

Le courant de l ayant atteint la valeur maximale, i se referme sur C le chargeant avec les polarités indiquées (figure 83 b) : la diode d est toujours bloquée.

Temps t à t :

C se décharge dans L, le courant s’inverse atteignant la valeur - i (figure 83 c) , d’amplitude égale à i si l’on néglige les pertes.

A noter que pendant cette période de retour, le condensateur C ne peut pas se décharger car son courant de décharge devrait traverser D en sens inverse.

Temps t à t :

Le courant - i a un sens tel qu’il traverse la diode D qui est passante et qui se comporte alors comme un court circuit reliant C aux bornes de N1 (figure 83 d) .

Pendant cette période qui est la récupération, le courant recharge C, lui restituant la charge qu’il avait perdue pendant la période t - t.

Cependant, étant donné la forte capacité de C, la tension à ses bornes reste pratiquement constante, ce qui fait que le courant dans L remonte vers zéro de façon linéaire.

Si à l’instant t, lorsque le courant est nul et que la diode cesse de conduire, on fait à nouveau conduire le transistor, le cycle recommence.

En fait, à cause des pertes, la charge de C est légèrement inférieure à V et pendant la phase de conduction du transistor, le point A est toujours à une tension inférieure à V, ce qui fait que D conduit légèrement. Ainsi, en plus du courant + i circule un courant + i’ qui compense les pertes.

Quand aux valeurs de N1 et N2, elles ne sont pas nécessairement égales. Elles sont déterminées de façon précise pour établir une tension V résultante désirée. Cette valeur est égale à :

V = V

Ainsi, V peut être plus élevée que deux fois V comme nous l’avions supposé précédemment.

En pratique, il ne serait pas facile d’avoir une sortie médiane sur les bobines de déflexion. On utilise donc comme pour les autres montages un transformateur de sortie.

Le montage prend alors l’aspect de la (figure 84) avec le condensateur C relié en série avec les bobines dont la fonction a été expliquée à propos du montage de la (figure 81) .

C) Circuits avec récupération de type série parallèle

Le circuit représenté (figure 85) est de type série parallèle, la diode D1 assurant la récupération parallèle et la diode D2 assurant la récupération série.

Le rendement de ce circuit est supérieure aux précédents mais il est bien sur légèrement plus coûteux.

Grâce à la présence de D1, ce circuit à l’avantage d’éviter que les pointes de tensions négatives ne soient appliquées aux bornes du transistor lorsque celui-ci est bloqué.

D) Corrections en « S »

Jusqu’à présent, nous avons considéré la production d’un courant en dent de scie parfaitement linéaire qui produit un angle de déflexion qui croît linéairement dans le temps.

Or, ce qui est important en pratique, c’est obtenir un déplacement du spot sur l’écran qui s’effectue de la gauche vers la droite à vitesse constante.

Avec un courant en dent de scie, cela n’est obtenue que lorsque tous les points de l’écran sont à la même distance du centre de déviation 0 et donc se trouvent sur la circonférence d’un cercle 0 pour centre (figure 86) .

Dans ce cas seulement, un même angle au centre détermine sur toute la circonférence des arcs de même longueur :

A’ B’ = B’ C’ = C’ D’.

Les écrans de cathoscopes n’ont pas cette forme sphérique mais sont pratiquement plans. Il en résulte donc que les arcs AB, BC et CD engendrés par le même angle au centre ne seraient pas égaux mais de plus en plus long, au fur et à mesure que l’on s’écart du centre de l’écran.

Cette distorsion est d’autant plus sensible que l’angle total de déflexion est plus grand. Dans les premiers cathoscopes à 70°, l’effet de cette distorsion était peu visible tandis que dans les cathoscopes à 110°, il devient très important.

La seule solution est de déformer la dent de scie en courant en augmentant la valeur de ce courant (donc de l’angle ) quand le spot balaie le centre de l’écran.

Ceci conduit à donner au courant de déflexion, une forme dite en « S » représentée (figure 87) .

Cette forme comparable à une demi sinusoïdale, peut être produite en calculant de manière appropriée, le condensateur C qui se trouve en série avec les bobines de déflexion pour qu’il forme avec l’inductance de ces bobines un circuit oscillant dont la demi période serait environ égale à celle de la dent de scie.

Il suffira de réduire la valeur de C au lieu de la choisir élevée comme nous l’avions dit précédemment (100 à 200 nanofarads environ).

Pour les montages à tubes dans lesquels on n’utilise pas cette capacité en série avec les bobines, le même résultat peut être obtenu en limitant la valeur du condensateur C en série avec la diode de récupération.

VIII – Génération de la très haute tension (THT) nécessaire au cathoscope

L’utilisation des cathoscopes nécessite une tension d’alimentation d’anode de valeur très élevée, de 10 à 18 kilovolts environ selon les dimensions de l’écran.

Pour obtenir cette très haute tension (THT), on a pensé à utiliser les fortes impulsions de tensions qui apparaissent lors du retour lignes et qui sont dues à la brusque variation du courant de déflexion.

A) Cas des téléviseurs à tubes

Dans les circuits à tubes, la tension de pointe sue l’anode du tube de puissance atteint ordinairement 4 à 6 kilovolts. En la redressant à l’aide d’une diode, on pourrait obtenir une tension continue peu inférieure à cette valeur mais comme une tension de 4 à 6 kV n’est pas suffisante pour le fonctionnement du cathoscope, on ajoute un enroulement élévateur S sur le transformateur (figure 88) .

De cette façon, les pointes de tension sont élevées dans le rapport et au point A, on obtient des pointes de 10 à 20 kV selon les besoins.

Le redressement et le filtrage de cette tension élevée sont généralement effectués de la manière suivante :

Une diode spécialement conçue, ayant une distance anode cathode suffisante pour supporter la très haute tension inverse, est chauffée par un enroulement supplémentaire réalisé sur le noyau du transformateur de sortie ligne.

La tension induite dans cet enroulement a une forme impulsionnelle, d’une fréquence de 15 625 Hz qui alimente le filament de la diode de redressement THT.

La consommation n’est pas élevée : le tube DY 805 de la série européenne a une tension de chauffage de 1,4 volt et absorbe 0,6 ampère soit 0,84 watt.

La tension de la cathode (donc du filament qui y est relié) par rapport à la masse est très élevée puisqu’elle coïncide avec la THT de sortie. Un enroulement du transformateur d’alimentation ne peut pas alimenter ce filament car on ne pourrait l’isoler suffisamment.

L’enroulement sue le transformateur de sortie ligne alimentant le filament est réalisé en fil de cuivre enrobé dans une gaine isolante spéciale de 2 à 3 millimètres d’épaisseur capable de supporter les pointes de tensions élevées. Il suffit d’une seule spire pour la DY 802 (figure 89) .

La consommation en courant du cathoscope est de l’ordre de 50A, ce qui représente une puissance de quelques dixièmes de watt qui est demandée à l’étage de sortie ligne.

Le filtrage est assez simple, étant donné la fréquence élevée (environ 15 kHz), il suffit d’un condensateur d’environ 1 à 2 nF qui est constitué par le cathoscope lui-même.

En effet, la couche de graphique interne est étendue sur tout le cône du tube, et si l’extérieur est également graphité, on obtient deux couches conductrices séparées par le verre du cathoscope : ceci constitue un véritable condensateur.

Etant donné l’épaisseur du verre, il n‘y a aucun danger de perforation ou de mise en court circuit.

L’armature extérieure du condensateur (graphique extérieur) est mise à la masse du téléviseur par un contact métallique avec le châssis.

Il est extrêmement important de s’assurer que ce contact soit parfait, car s’il n’existait pas, le graphique extérieur se chargerait à un potentiel très élevé pouvant être dangereux pour l’utilisateur.

Pour protéger de ces très hautes tensions et du rayonnement du transformateur de sortie horizontale qui perturberaient la réception radio sur les grandes et petites ondes, la pentode de puissance, la diode de récupération, le transformateur ligne et la diode THT sont enfermés dans une cage métallique reliée à la masse formant cage de Faraday.

Le conducteur qui alimente l’anode du cathoscope est fortement isolé et se termine par une ventouse en matière plastique qui n’est pas attaquée par l’ozone, afin d’empêcher l’effet Corona.

Cet effet Corona se produit autour des conducteurs soumis à un tension très élevée telle que le champ électrique environnant est supérieure à la valeur maximale admissible dans l’air qui est d’environ 20 kV/mm.

Il se produit alors de nombreuses petites décharges dans l’air lui-même. Des effluves se manifestent lorsqu’un conducteur, soumis à une très haute tension, présente une pointe ou un coude tels qu’ils déterminent un champ électrique intense entre le conducteur et le châssis. Les deux phénomènes se manifestent par une lueur violacée, un bruit caractéristique de friture et par l’émanation d’une odeur particulière d’arc électrique due à la formation d’ozone (c'est-à-dire d’oxygène de forme instable).

L’effet Corona détermine une surcharge dans le tube de puissance et dans la diode de récupération. L’ozone qui se dégage altère et endommage les isolants environnants s’ils ne sont pas appropriés à cet usage.

Autour de l’enroulement élévateur de tension, des effluves peuvent également se manifester ainsi qu’autour des raccordements de la diode THT. C’est pour cela que les spires extérieures de cet enroulement sont couvertes d’une résine vernis très isolante.

B) Cas des téléviseurs à transistors

Les mêmes types de circuits sont utilisés dans les téléviseurs à transistors pour obtenir la THT dont la valeur est identique à celle des téléviseurs à tubes étant donné que les mêmes cathoscopes sont utilisés.

Un schéma type est donné (figure 90) . Le redresseur est de type semi conducteurs, il est constitué de plusieurs pastilles en série qui forment un bâtonnet.

Comme on le voit dans la (figure 91) , ce bâtonnet est monté directement sur le transformateur avec des supports à fort isolement et moulés de manière appropriés pour éviter les effluves.

Tous ces transformateurs appelés ligne puisqu’ils servent à la déflexion horizontale(ou ligne) ou encore transformateurs THT puisqu’ils servent à la production de cette THT sont à noyau de ferrite car ce type de noyau permet d’obtenir de très faibles pertes à la fréquence ligne.

IX – Hautes tensions nécessaires au cathoscope

Les tensions requises par les différentes électrodes du cathoscope dépendent du type de tube cathodique et des dimensions de l’écran.

Le tableau de la (figure 92) donne des exemples de grandeurs valables pour des cathoscopes 90° et 110°.

Etant donné qu’en général la tension de cathode n’est pas constante puisqu’elle reçoit le signal vidéo, les tensions reportées dans le tableau sont mesurées par rapport à la tension de Wehnelt G1.

Le schéma type d’alimentation d’un cathoscope est donné (figure 93) .

La cathode, en général, reliée directement à l’amplificateur vidéo, se trouve à une tension positive de 100 à 150 volts. Le Wehnelt doit être porté à une tension inférieure à celle de la cathode de 40 à 80 volts selon la luminosité désirée. Ceci est obtenue à l’aide du potentiomètre P1 lequel forme avec R1, un pont diviseur entre masse et HT 1.

Le circuit R3 C1 est un circuit intégrateur qui supprime d’éventuelles traces d’ondulation de la tension de polarisation de Wehnelt.

Une tension de 250 à 400 volts est appliquée sur la grille G2 alors que la grille G4 de concentration reçoit cette tension à travers la résistance R2 et le potentiomètre P2 de concentration appelé également réglable de FOCUS.

A) Générateur des hautes tensions nécessaires au cathoscope

Il n’existe pas de haute tension de valeur suffisante pour alimenter les diverses électrodes du cathoscope et l’amplificateur final vidéo dans les téléviseurs à transistors puisqu’ils peuvent être alimentés par batterie de 12 volts.

On a recours au transformateur ligne pour résoudre le problème. A partir d’enroulements secondaires prévus à cet effet, on prélève les impulsions de retour lignes qui sont redressées et filtrées comme nous l’avons vu pour l’obtention de la THT.

Ainsi, pour obtenir une haute tension d’environ 500 volts, il faudra disposer d’impulsions ayant une amplitude crête de 500 volts, le condensateur de filtrage se chargeant à peu prés à la valeur crête de ces impulsions.

Ce système reste valable tant que le courant débité reste faible car le condensateur ne se charge que pendant le bref instant t de retour ligne alors qu’il se décharge pendant le temps plus long t de l’aller (figure 94a) .

Dan le cas de l’alimentation de l’étage final vidéo où le courant absorbé atteint quelques dizaines de milliampères, il est préférable de redresser l’autre demi onde de l’impulsion, ainsi le condensateur se charge pendant le temps t et ne se décharge que pendant le temps t (figure 94 b ) .

La tension V ainsi obtenue est plus stable même si le courant débité varie. Par contre, sa valeur est plus faible car cette demi onde a une amplitude beaucoup plus faible que les impulsions.

Si l’on désire obtenir une tension continue de 150 volts, il faudra recourir à des impulsions d’environ 750 volts crête, ce qui présente un léger inconvénient du point de vue de l’isolement.

Pour résumer, la (figure 95) donne un schéma complet de l’alimentation d’un cathoscope pour un téléviseur à transistors qui regroupe tout ce que nous venons de voir.

On remarque deux secondaires supplémentaires sur le transformateur ligne, l’un servant à envoyer les tops de retour ligne sur le comparateur de phase, comme nous l’avons vu précédemment et l’autre servant à l’effacement sur l’écran des retours de lignes, les tops négatifs sont envoyés sur le Wehnelt du tube cathodique et bloquent ce dernier à chaque retour de lignes. Cette méthode est également employée pour les retours trames. Ce dispositif n’est pas rigoureusement indispensable puisque les impulsions de synchronisation contenues dans le signal vidéo composite bloquent d’elles mêmes le tube si le réglage de luminosité est bien effectué et que le niveau du noir est correctement ajusté. Ces conditions n’étant pas souvent réalisées au niveau de l’utilisateur, les fabricants introduisent assez souvent ce circuit d’effacement appelé également de blanking.

X – Problèmes de la commutation 819 / 625 lignes

Maintenant presque disparu, le standard E 819 lignes à longtemps posé quelques problèmes notamment au niveau de l’étage de sortie des bases de temps horizontales.

En effet, le passage du standard E au standard L (ou à un autre standard utilisant 625 lignes), entraîne des modifications dans le fonctionnement de cet étage.

A) Influence sur l’amplitude de la déviation horizontale

Si le temps de conduction du transistor ou de la pentode augmente, la valeur maximale du courant circulant dans les bobines de déflexion augmente.

Ainsi, le courant maximal I atteint, sera plus élevé en standard L qu’en standard E.

Comme la valeur de I est donnée par la relation :

I = t où : E est la tension d’alimentation, L est l’inductance des bobines, t le temps de conduction du transistor (ou de la pentode).

Pour compenser le fait que le temps t de conduction varie d’un standard à l’autre, on peut agir, soit sur la tension d’alimentation, soit sur l’inductance totale du circuit de façon à conserver la même valeur de I.

Pour jouer sur l’alimentation E, il existe également deux solutions :

Soit on commute la tension d’alimentation mais ce procédé nécessite deux sources de tensions différentes, ce qui complique quelque peu les circuits d’alimentations surtout ceux des téléviseurs portatifs fonctionnant sur batterie.

Soit comme le montre la (figure 96) , la commutation se fait au niveau de la récupération série et c’est la solution la plus couramment retenue.

En 625 lignes, le circuit de récupération n’est pas utilisé (C court circuité) alors qu’en 819 lignes, la tension d’alimentation E est gonflée par la tension V récupérée par C, égale à :

V = . E

Le choix de L1 et L2 permet d’obtenir une valeur du courant I convenable de sorte que la largeur d’image ne varie pas d’un standard à l’autre.

La commutation peut se faire au niveau de la valeur des inductances mises en jeu en employant un transformateur d’adaptation ou le transformateur lignes lui-même et en commutant différents enroulements selon le standard.

B) Correction en S

La correction en S, pour les deux standards, se fait très simplement par la mise en parallèle d’un condensateur supplémentaire pour le standard 625 lignes. Sa valeur est sensiblement égale à la moitié du premier.

Dans la (figure 97) , on peut voir cette commutation des condensateurs de S . La résistance R1 est destinée à maintenir une certaine tension aux bornes de C afin, qu’au moment de la commutation en 625 lignes, ce condensateur ne demande pas un trop fort appel de courant de charge.

C) Tensions obtenues à partir des secondaires du transformateur lignes

Toutes ces tensions sont obtenues à partir des impulsions de retour lignes et donc proportionnelles à l’amplitude de ces impulsions. Les temps de retour différents dans les deux standards (environ 8 microsecondes en 819 lignes et 12 microsecondes en 625 lignes), entraînent une variation de ces tensions secondaires (THT, focus …) .

Pour éviter ces inconvénients, on réalise souvent un compromis en choisissant un temps de retour dit constant et égal à environ 8 à 9 microsecondes pour les deux standards.