Détection – Amplification vidéo – Réception du son

I La détection vidéo

Dans la quasi-totalité des téléviseurs, cette détection (appelée aussi démodulation) se fait à l’aide d’une diode.

Le signal FI vidéo qui arrive aux bornes du détecteur a la même forme que la tension HF émise par l’émetteur, aux distorsions prés, seule la fréquence de la porteuse ayant été changée dans l’étage convertisseur.

Le rôle de la détection est d’éliminer toute trace de tension FI pour ne conserver que le signal vidéo qui constitue l’enveloppe de ce signal FI modulé.

La (figure 1) montre le type de signal présent à l’entrée de la détection (moyenne fréquence modulée) et le signal à obtenir en sortie, c'est-à-dire le signal vidéo.

On remarque sue cette (figure 1) que l’on peut distinguer deux sortes de détection : la détection positive qui ne conserve que l’enveloppe supérieure du signal modulé et la détection négative qui ne conserve que l’enveloppe inférieure.

Notons également que le signal d’entrée illustré sur la (figure 1) représente le cas d’une modulation positive comme c’est le cas en France.

A – Fonctionnement

Les circuits fondamentaux de détection sont au nombre de deux (figure 2) .

Lorsque la résistance R et le condensateur C sont disposés en parallèle et que la diode D se trouve en série entre les bornes d’entrée et de sortie, la détection est de type série (figure 2 a) .

En connectant le condensateur C à la place de la diode et celle-ci en parallèle sur la résistance R (figure 2 b) , on obtient une détection parallèle.

Nous savons qu’une diode présente une résistance très faible dans le sens direct.

Supposons que cette résistance interne soit très petite par rapport à R et que l’on injecte à l’entrée de la détection série (figure 2 a) une tension sinusoïdale Ve.

Pendant l’alternance positive de la tension Ve, la diode D est passante et sa résistance interne est négligeable, le courant circule dans R et détermine à ses bornes une tension presque égale à la valeur de crête de la tension alternative car le condensateur C en parallèle sur la résistance R se charge progressivement à cette valeur de crête. Ensuite, la tension Ve décroît, s’annule, et devient négative.

La diode D ne conduit plus, le circuit peut être considéré comme ouvert (résistance inverse de la diode très élevée) et le condensateur C se décharge lentement dans R.

En choisissant des valeurs élevées pour R et C, la tension aux bornes du condensateur C n’a pas le temps de varier fortement avant l’arrivée des alternances positives suivantes et l’armature du condensateur côté cathode reste positive par rapport à la masse.

A l’alternance positive suivante, l’anode de la diode D sera donc négative par rapport à sa cathode et aucun courant ne circulera excepté la faible intensité nécessaire pour compenser la décharge du condensateur C.

Ces explications sont résumées dans la (figure 3) où sont représentées pour les trois premières périodes la tension Ve injectée, le courant dans la diode et la tension Vs de sortie.

On vérifie bien que le courant traversant la diode est assez important au démarrage lors de la charge du condensateur alors qu’aux périodes suivantes, il compense uniquement la perte de charge du condensateur.

On remarque également que la tension aux bornes de R reste très proche de la valeur de crête de la tension révélée.

En mesurant la tension détectée avec un voltmètre à courant continu de résistance interne très élevée, on remarque que celle-ci est fonction de la valeur de R. En effet, la diode n’a pas une résistance interne nulle dans le sens direct (conduction), ce qui provoque, puisque n’est plus négligeable devant R, une division de la chute de potentiel dans les deux résistances, (de la diode) et R.

De plus, si la résistance est faible, le condensateur C se décharge plus rapidement entre deux alternances positives successives.

B – Amortissement provoqué par la détection

Bien entendu, le montage détecteur se trouve comme nous l’avons vu en charge dans le secondaire du dernier transformateur FI. De ce fait, il provoque un amortissement de ce circuit oscillant car cette charge est comparable à une résistance : ceci a pour effet d’élargir la bande passante tout en réduisant le facteur de qualité Q du circuit. On démontre mathématiquement que pour une valeur identique de la résistance R, la détection série amortit moins le circuit que la détection parallèle. C’est d’ailleurs cette première que l’on rencontre dans la plupart des récepteurs.

C – Le circuit de détection série en télévision

Pour la vidéo fréquence, les fréquences que doit révéler le circuit de démodulation, s’étendent du courant continu à plusieurs mégahertz(7 MHz pour le 625 lignes – 10 MHz pour le 819 lignes), cela est nécessaire pour que les brusques variations d’intensité lumineuse soient bien transmises une fois transformées en courant électrique.

Comme nous l’avons vu, R doit avoir une valeur élevée, toutefois, la constante R x C ne doit pas être trop grande pour que la charge du condensateur puisse suivre la modulation (figure 4) .

Dans cette (figure 4) est représenté d’une part un signal FI modulé Ve injecté à l’entrée de la détection, et d’autre part, les différentes allures de la tension de sortie Vs récupérée en sortie, selon les valeurs de la constante de temps de décharge RC du circuit. Dans cette figure, le produit(RC) est beaucoup trop faible, la tension de sortie suit les variations du signal FI.

Le produit (RC) est plus important, le condensateur a le temps de se décharger entre chaque pointe du signal FI, il en découle un signal de sortie très découpé ne reflétant pas la modulation.

En augmentant considérablement la constante de temps pour arriver à la valeur (RC) , on constate que la décharge du condensateur ne suit plus les variations trop rapides de l’enveloppe.

Le meilleur résultat est obtenu par la valeur (RC) qui réalise un compromis entre ces cas limites.

Nous voyons tout de suite l’importance que requiert le choix des valeurs de R et C pour obtenir une détection n’introduisant pas une distorsion trop élevée. Ces valeurs sont très critiques et sont choisies en opérant certains compromis. En pratique, c’est souvent l’expérimentation qui fixe les valeurs exactes à employer.

D – La détection parallèle en télévision

Le montage détection parallèle de la (figure 2b) constitue quant à lui un circuit de clamping où le condensateur C est chargé à la valeur maximal de la tension Ve. Cette valeur maximum varie puisqu’il s’agit en fait de la tension de modulation et l’on retrouve aux bornes de la résistance R le signal FI ainsi que l’enveloppe détectée (figure 5) calés sous le zéro puisque dans ce cas, le potentiel de référence est la masse.

Avec un tel détecteur, on doit ensuite filtrer le résidu FI entre la détection et l’amplificateur vidéo à l’aide d’un condensateur qui écoule les moyennes fréquences à la masse.

Ce type de détection reste néanmoins peu employé surtout à cause de l’amortissement qu’il provoque.

E – Polarité de la tension obtenue

La démodulation fait apparaître aux bornes de R, non seulement les fréquences vidéo servant à reformer une image visuelle, mais encore à révéler les tensions de synchronisation.

Deux procédés de modulation du cathoscope par le signal vidéo sont possibles : modulation par le wehnelt (grille), ou la modulation par la cathode.

Supposons que l’on désire un point lumineux sur l’écran. En attaquant le wehnelt, il faut lui appliquer une tension positive de manière à moins le polariser, par contre, en attaquant la cathode, il faut une tension négative qui, en se reportant sur le wehnelt, le rendre moins négatif.

Il faut retenir que, selon les récepteurs, on a besoin d’obtenir à la détection un signal vidéo qui soit positif ou négatif. Il suffira de changer le sens de la diode de détection pour obtenir ce résultat (figure6) .

Le choix de la polarité est également fonction du nombre d’étages amplificateurs qui suivent cette détection surtout si ceux-ci sont inverseurs comme c’est le cas d’un transistor lorsque l’on injecte le signal sur sa base et que la sortie se fait sur le collecteur (montage émetteur commun).

En résumé, le sens choisi pour la diode de détection dépend du mode de modulation du cathoscope, des étages contenus dans l’amplificateur vidéo et du type de modulation positive ou négative choisi à l’émission. La (figure7) donne quelques exemples qui illustrent ces différents cas.

En modulation négative où les maxima d’amplitude correspondent au noir et aux tops de synchronisation et ou les minima correspondent au blanc, il faut inverser la diode de détection pour avoir une image correcte sur l’écran, c'est-à-dire pour qu’un blanc corresponde bien à un blanc et non à un noir, auquel cas l’image serait semblable à un négatif photographique.

La (figure 8) donne un exemple de détection dans le cas d’une modulation négative.

F – Importance de la diode de détection

Tous les raisonnement tenus jusqu’à présent supposent que la diode de détection a des caractéristiques idéales.

Ce n’était pas le cas notamment des diodes à vide dont la résistance interne dans le sens direct n’est pas négligeable.

Ces diodes à vide ont très vite été remplacées par les diodes à pointes telles que OA 70, OA 85, OA 90, SFD 116 dont la résistance interne dans le sens direct est très faible (de l’ordre de 10 à 100 ) bien que leur résistance en inverse soit un peu plus faible que pour les tubes à vide.

En outre, la caractéristique directe Id en fonction de Vd fait un coude très prés de zéro ce qui favorise la détection des signaux de faibles amplitudes. La (figure 9) donne le fonctionnement comparé d’une diode à vide et d’une diode à pointe.

On se rend immédiatement compte de la supériorité des diodes à pointe sur les diodes à vide qui ne détectent que les maxima des signaux forts, ignorant totalement les signaux faibles. C’est la raison pour laquelle ces diodes à pointe sont universellement adoptées.

II – Nombres complexes

A – Définition

Dans un système d’axes orthonormés ox, oy définissent un plan, un vecteur peut être défini, soit par ses projections sur chacun des axes (figure 10 a) , soit par son module m et l’angle qu’il fait avec l’un des deux axes généralement, on choisit l’axe ox (figure 10 b) .

On peut utiliser également une notation algébrique appelée NOTATION COMPLEXE qui simplifie cette définition.

Pour ce faire, on est amené à utiliser le nombre j (les électroniciens l’appellent j, les mathématiciens le nomment i).

La notation complexe utilise en fait les projections du vecteur sur les deux axes ox et oy.

Le nombre complexe, généralement appelé z, se présente sous la forme :

z = a + j b

a est la partie réelle du nombre complexe z . C’est la valeur de la projection du vecteur sur l’axe ox dont le vecteur unitaire est .

b est la partie imaginaire du nombre complexe z. C’est la valeur de la projection du vecteur sur l’axe oy dont le vecteur unitaire est .

Cette forme d’écriture est très utile pour calculer les impédances des circuits composés de résistances, selfs et condensateurs branchés en série ou en parallèle.

Mais pour faire ces calculs, il est indispensable de savoir faire les opérations élémentaires avec les nombres complexes.

B – Egalité de deux nombres complexes

Si l’on considère deux nombres complexes :

z = a + j b

z’ = a’ + j b’

Ils seront égaux s’ils ont même partie réelle et même partie imaginaire.

Pour que z = z’ = a + j b = a’ + j b ‘, il faut que a = a’ b = b’

C – Addition de deux nombres complexes

Soit deux nombres complexes z = a + j b et z’ = a’ + j b’

La somme de deux nombres complexes est un nombre qui a pour partie réelle la somme des parties réelles des complexes z et z’ et pour partie imaginaire la somme des parties imaginaires des complexes z et z’.

z + z’ = (a + a’) + j (b + b’)

D – Multiplication de deux nombres complexes

Soit deux nombres complexes z = a + j b et z’ = a’ + j b’.

Le produit de ces deux nombres est égal à :

z x z’ = (a + j b) (a’ + j b’) = aa’ + jab’ + jba’ + jbb’

or, on admet mathématiquement que j = -1

ce qui entraîne jbb’ = (-1) x bb’

donc zz’ = aa’ – bb’ + j ( a’b + ab’)

Le produit de deux nombres complexes est un nombre complexe qui a pour partie réelle le produit de leurs parties réelles (aa’) moins le produit de leur partie imaginaire (bb’), plus une partie imaginaire composée de la somme des produits des parties réelles et imaginaires de l’un et de l’autre (a’b + ab’).

E – Module et argument d’un nombre complexe

Le module d’un nombre complexe z = a + jb, qui est égal à la longueur du vecteur est donné par l’égalité :

Module de z =

Il est égal à la racine carrée de la somme du carré de la partie réelle a de z et du carré de la partie imaginaire b de z.

On le représente généralement par le nombre z encadré de deux traits verticaux :

=

L’argument d’un nombre complexe z = a + jb est en fait l’angle que forme le vecteur avec l’axe ox.

On démontre que tg = =

La tangente de cet angle (c'est-à-dire le rapport entre le sinus et le cosinus de cet angle) est égale au rapport entre la partie imaginaire b de z et sa partie réelle a.

L’argument d’un nombre complexe z s’écrit Arg z, donc :

Arg z = avec tg =

Lorsqu’on a calculé la valeur du rapport , il suffit de regarder dans les tables trigonométriques qui fournissent immédiatement la valeur de l’angle . La plupart des machines à calculer actuelles donnent également le résultat.

F – Impédances complexes

La notation en complexes permet d’utiliser la loi d’ohm dans le cas de grandeurs alternatives et non plus seulement en courant continu.

On a U = Z I

Z est l’impédance complexe (exprimée en ohm). Son module que multiplie l’intensité du courant permet d’obtenir la valeur de la tension.

Son argument introduit le déphasage qui existe entre la tension et le courant.

1) Résistance pure

L’impédance complexe Z d’une résistance pure est égale à la valeur R de cette résistance : ce nombre complexe ne comporte pas de partie imaginaire car la tension aux bornes de la résistance est en phase avec le courant qui la traverse (figure 11 a) .

Z = R

La valeur de cette impédance c'est-à-dire le module de l’impédance complexe est égal à R.

En effet, = = 0

L’argument de Z est égal à :

tg = = 0 donc = 0

On vérifie bien que la tension est en phase avec le courant ( = 0).

2) Inductance pure

L’impédance complexe Z d’une inductance pure L est égale au produit de cette inductance L par la pulsation que multiplie j.

Z = j L

Ce nombre complexe est un imaginaire pur , c'est-à-dire qu’il ne comporte pas de partie réelle, ceci provient du fait que la tension est déphasée en quadrature avance par rapport au courant qui traverse la self (figure 11 b) .

Le module de ce nombre complexe c'est-à-dire la valeur de l’impédance est de :

= = L

L’argument, donc le déphasage entre tension et courant, est de :

tg = (infini)

Si l’on regarde les tables trigonométriques, cela correspond bien à = 90° .

3) Capacité

L’impédance complexe Z d’une capacité C est égale à l’inverse du produit de sa capacité C par la pulsation du courant qui la traverse que multiplie – j : le signe négatif précédant le nombre j vient du fait que la tension est alors en quadrature retard par rapport au courant I (figure 11 c) .

Z =

Valeur de l’impédance Z :

= =

Argument de Z : tg = (moins l’infini)

Si l’on regarde les tables trigonométriques, cela correspond bien à un angle de – 90°.

4) Circuit R L C série

Considérons le circuit R L C série de la (figure 12) :

L’impédance complexe totale du circuit sera égale à la somme des impédances complexes de chaque composant, d’où :

Z = Z + Z + Z

Z = R + j L +

Ou encore en regroupant les termes imaginaires (comportant j)

Z = R + j ( L - )

Le module de cette impédance est égal à :

=

La valeur de ce module dépend des valeurs respectives de L et . Si ces deux quantités sont égales, le module de se réduit à la valeur R. On dit alors que le circuit est à la résonance : l’ impédance est minimale.

Le déphasage de la tension sur le courant dépend également des valeurs respectives de L et .

En effet tg =

L’angle peut être nul, positif ou négatif selon la valeur du terme L - . Cet angle peut varier par conséquent de + 90° à – 90° selon les valeurs de L et C.

5) Circuit LC parallèle

Si l’on considère le circuit LC de la (figure 13) , on s’aperçoit que les deux impédances Z et Z sont en parallèles.

L’association de deux impédances complexes en parallèle répond aux mêmes lois que dans le cas de deux résistances branchées en parallèle.

L’impédance résultante à Z et Z en parallèle est donc égale à :

= +

ou : Z =

Soit : Z = =

Nous avons vu précédemment que j = - 1 donc - j = 1

D’où Z =

En multipliant les deux membres du rapport par j, on obtient :

Z =

Cette impédance complexe ne comprend pas de partie réelle. Son module est :

=

Ce circuit étant un montage très connu appelé circuit bouchon, on vérifie très facilement que son impédance est maximum lorsque le dénominateur est nul, c'est-à-dire lorsque 1 - LC = 0

Soit = donc =

Comme = 2 F, la fréquence pour laquelle l’impédance de ce circuit est maximale (appelée fréquence de résonance) est égale à :

F =

Cette égalité appelée formule de Thomson est très connue et très employée.

Il peut arriver que, lors de calculs, on arrive à une impédance complexe qui se présente sous la forme :

Z =

Pour supprimer la partie imaginaire se trouvant au dénominateur ( c + jd ), il suffit de multiplier les deux membres de la fraction par la partie conjuguée du dénominateur, c'est-à-dire dans le cas présent par (c – jd).

Si le dénominateur était de la forme c – jd, il conviendrait de multiplier par c + jd ; dans notre exemple, on obtient :

Z = x =

Le nombre complexe Z se présente alors sous la forme : Z = A + jB

Avec A = et B =

III – Amplification vidéo à lampes

La grosse difficulté que nous rencontrons dans l’amplification vidéo est celui de la bande passante qui doit s’étendre du continu jusqu’à environ 10 MHz dans le cas du 819 lignes français. Son gain est compris entre 30 et 40 dB puisque l’amplitude du signal détecté est de 1 V environ et que l’on doit attaquer le tube cathodique avec un signal ayant une amplitude de plusieurs dizaines de volts.

Ces mêmes problèmes se retrouvent que l’amplificateur soit à tubes ou à transistors.

Examinons tout d’abord l’amplificateur à tubes.

L’amplification diminue aux fréquences très basses et aux fréquences très élevées.

La cause en est, la variation de réactance X = 1/C des capacités de liaison et de découplage, pour les fréquences basses, et des capacités parasites pour les fréquences élevées.

Ce problème qui se pose en amplification sonore, et ici plus difficile du fait que l’on doit amplifier sans atténuation, une bande beaucoup plus large de fréquences (10 MHz).

D’autre part, la perte d’amplification aux fréquences extrêmes est toujours accompagnée d’une rotation de phase qui va devenir catastrophique en télévision. En effet, alors que l’oreille est peu sensible à la distorsion de phase, il n’en est pas de même pour l’œil, et la phase de chaque signal et de ses harmoniques devra être respectée.

A – Distorsion et compensation aux fréquences basses

La chute d’amplification et le déphasage aux fréquences basses sont dus au fait que la réactance des capacités de liaison et de découplage, croît quand la fréquence diminue.

Examinons le schéma de la (figure 14) qui comprend deux capacités de découplage de cathode (Ck) et d’écran (C) et une capacité de liaison (Cℓ).

Les capacités de découplage doivent court circuiter, au point de vue alternatif, la résistance qu’elles shuntent, en d’autres termes X = doit être négligeable devant R.

Or, puisque 1/C croît quand décroît, il arrive un moment où 1/C est de l’ordre de grandeur de R. Une tension alternative va donc se développer aux bornes de RC et il y aura baisse d’amplification due à la contre réaction d’intensité développée dans la cathode ou l’écran.

On cherche donc à augmenter la valeur de ces capacités, surtout celle de cathode qui ne sera pas inférieure à 50 F.

Plus néfaste est la capacité de liaison C. Sa réactance doit être négligeable par rapport à la résistance de fuite de grille R.

Si elle augmente, une tension alternative va se développer à ses bornes, et sur R on n’aura plus que la tension :

V’ = V

Soit en module :

= V

Si R = 500 k et C = 0,1 F

= 500 k pour la fréquence f : 32 Hz d’où

= V =

Donc à 32 Hz, la perte d’amplification est de 3 dB par rapport aux fréquences moyennes, et ,ce qui est plus grave, le déphasage :

tg = = 1

Le déphasage est positif d’où l’avance de phase aux fréquences basses.

On cherche alors à augmenter C et R mais pour R, on ne peut dépasser une certaine valeur indiquée par le constructeur de la lampe, et pour C, plus la capacité est grosse, plus elle présente de capacités parasites par rapport à la masse(qui sera néfaste aux fréquences élevées), et plus son courant de fuite risque d’augmenter, provoquant une polarisation positive sur la grille de l’étage suivant.

C’est pourquoi l’on préfère monter un système de correction aux fréquences basses. Il consiste à placer dans le circuit anodique une résistance Rc et un condensateur Cc en parallèle (figure 15) , de telle façon que ce dernier court circuite Rc aux fréquences moyennes et élevées.

La charge de plaque est alors uniquement constituée par Rp. Mais quand la fréquence diminue, la réactance de Cc devient notable, et la charge de plaque est alors constituée par Rp en série avec l’ensemble Rc Cc. La charge augmente, d’où l’amplification.

La (figure 16) met en évidence le pont obtenu avec Cc et R . En choisissant Rc beaucoup plus grand que Rp et Cc de façon à satisfaire à l’égalité :

Rp . Cc = R . C

Le gain et la phase pourront être maintenus à peu prés constants jusqu’à des fréquences très basses.

B – Distorsions et compensation aux fréquences élevées

La chute d’amplification est ici due aux capacités parasites (capacité de sortie Cs de la lampe et capacité d’entrée Ce de la lampe suivante). Normalement, leur réactance totale doit être très grande par rapport à la résistance de charge sur laquelle elles se trouvent en parallèle. Mais quand la fréquence augmente, cette réactance diminue.

La charge de la lampe n’est plus une résistance pure, mais une impédance dont le module diminue ( d’où perte d’amplification), et dont le déphasage augmente :

Zp =

En posant X : avec C = Cs + Ce

D’où le module : =

Et le déphasage tg = (il est négatif d’où un retard de phase aux fréquences élevées).

Soit f la fréquence pour laquelle on a :

Rp = X =

L’impédance devient :

= =

Et le gain :

G = S = =

Il a diminué de 3 dB par rapport au gain nominal Go.

Et le déphasage ( tg = 1) atteint : = 45°

f est la fréquence de coupure à 3 dB :

f = d’où la formule plus commode : f =

où f en MHz , Rp en k et C en pF

Ainsi, si l’on veut une fréquence de coupure haute de 10 MHz avec des capacités parasites Cs = 5 pF et Ce = 10 pF soit C = 15 pF, il faudra une charge de plaque :

Rp = = 1,06 k

Le gain nominal aux fréquences moyennes sera, pour une lampe de pente S = 10 mA/V :

Go = S Rp = 10 x 1,06 = 10,6

Les capacités parasites étant fixées, le seul moyen d’augmenter le rapport X/Rp serait de diminuer Rp. Malheureusement, le gain est réduit par la même occasion.

On préfère alors adopter un système de compensation par induction, qui, accordée avec les capacités parasites sur une fréquence légèrement supérieure à la fréquence supérieure que l’on désire amplifier, présentera une impédance plus élevée pour cette fréquence et relèvera le gain du tube à l’extrémité de la bande.

1) Compensation parallèle

L’inductance L est mise en série avec la charge anodique. Elle se trouve ainsi en parallèle sur les capacités des lampes (figure 17 a) .

La (figure 17 b) nous montre le genre de courbes obtenues pour différentes valeurs du facteur de qualité Q du circuit anodique.

Q =

2 = 2 f 2 correspond à la fréquence maximum que l’on veut amplifier. On peut adopter les formules suivantes :

R = L = 0,42 C avec C = Cs + Ce

R en k f 2 en MHz C en pF L en H

Ainsi pour f 2 = 10 MHz et C = 15 pF , on aura :

R = = 1,8 k L = 0,42 x x 15 = 20,4 H

Le gain nominal aux fréquences moyennes sera pour une lampe de pente : S = 10 mA/V :

Go = S R = 10 x 1,8 = 18

La compensation parallèle nous permet non seulement d’amplifier également les fréquences moyennes et la fréquence élevée de 10 MHz, mais aussi d’augmenter le gain, qui de 10,6 est passé à 18.

Il est évident qu’on peut intervenir, sans rien changer, les emplacements de R et L.

2) Compensation série

On interpose une inductance Ls entre les capacités de sortie C et d’entrée C (figure 18) .

Elle se trouve ainsi en série avec elles. On s’arrange ici également, pour que l’inductance Ls résonne avec la capacité C = Cs + Ce, toujours sur une fréquence plus élevée que la fréquence maximum que l’on veut amplifier.

Les formules deviennent alors : R =

Ls = 0,55 C en k fo en MHz C en pF Ls en H

En reprenant l’exemple précédent :

R = = 2,2 k Ls = 0,55 x x 15 = 40,15 H

Et le gain nominal devient : G = S R = 10 x 2,2 = 22

Il a encore augmenté (deus fois le gain sans compensation) .

3) Compensation mixte

On peut adopter une combinaison de ces deux systèmes correcteurs, on obtient la compensation mixte série parallèle ( figure 19) .

On s’arrange pour faire Cs = 2 Ce (en mettant s’il le faut, une capacité additionnelle). Les formules employées seront alors :

R = L = 0,14 C Ls = 0,52 C

R en k f 2 en MHz C en pF L et Ls en H

Toujours dans l’exemple précédent :

R = = 2,41 k

L = 0,14 x x 15 = 12,2 H Ls = 0,52 x x 15 = 45,3

D’où le gain : Go = 10 x 2,41 = 24,1

On utilise indifféremment chacun des trois montages. Il est cependant nécessaire, dans les systèmes de compensation série, de shunter les inductances par une résistance d’amortissement, pour éviter qu’un signal rectangulaire à fronts raides n’excite le circuit oscillant, formé par ces inductances et les capacités parasites.

En effet, ce dernier se mettrait à osciller et les fronts du signal seraient suivis de légères oscillations (figure 20) qui provoqueraient sur l’écran, après le passage brusque d’un noir à un blanc, par exemple, une série de raies verticales et le contour de l’image serait flou.

C – Composante continue du signal vidéo

Le signal vidéo à la sortie de la détection est soit entièrement positif, soit entièrement négatif selon le type de détection, seuls les fonds des tops de synchronisation sont au potentiel zéro (figures 21a et 21b) .

Après passage dans un condensateur de liaison de l’amplificateur vidéo, la composante continue du signal est supprimée et celui-ci va s’aligner autour de sa valeur moyenne qui varie sans cesse. Les tops de synchronisation ne sont plus alignés (figures 21c et 21d) .

Il sera alors impossible de synchroniser les bases de temps et de plus, les différentes teintes de l’image ne seront plus respectées. Il faut donc absolument conserver le signal tel qu’il est à la sortie de la détection.

Une première solution est, évidemment, de supprimer le condensateur de liaison. Prenons le cas d’un seul étage vidéo. On pourra relier directement la plaque de la pentode au wehnelt du tube cathodique.

Par le fait, ce dernier se trouvera à un potentiel positif, et il suffira de porter la cathode à un potentiel fixe supérieur à celui du wehnelt, pour maintenir la polarisation du tube.

Cette opération peut être dangereuse au cas où le tube amplificateur vidéo cesse de fonctionner (rupture du filament par exemple) : la haute tension se retrouve alors sur la plaque, du fait que le tube ne débite plus, et le wehnelt est porté à un potentiel positif par rapport à la cathode, le tube cathodique sera rendu inutilisable rapidement par excès de sa cathode.

Par contre, ce risque disparaît si, au lieu d’attaquer le wehnelt, on attaque directement la cathode.

Il existe cependant un autre moyen de restituer la composante continue. C’est de mettre en parallèle sur la résistance de fuite du wehnelt, ou sur la résistance de cathode (figure 22) une diode appelée diode de restitution.

Il s’agit en réalité d’un circuit de clamping, le signal vidéo injecté à l’entrée de ce circuit se retrouve clampé (ou fixé) soit au dessus, soit en dessous du potentiel de référence (ici la masse) selon le branchement de la diode D.

On obtient donc en sortie un signal vidéo dont les tops de synchronisation sont alignés sur zéro volt (figure 23) .

La (figure 24) représente une chaîne vidéo complète à lampes composée de la détection, d’un amplificateur à pentode où l’on remarque les compensations série et parallèle d’un circuit de restitution et d’un tube cathodique.

IV – Amplificateurs vidéo à transistors

Les amplificateurs vidéo à transistors doivent répondre également aux deux mêmes critères à savoir une bande passante très large et une amplification importante de façon à obtenir un signal de sortie qui, pour pouvoir commander le cathoscope, doit atteindre des valeurs de l’ordre d’une centaine de volts.

On peut immédiatement remarquer que ce second problème n’existait pas en pratique dans le cas des amplificateurs à tubes puisque des valeurs de tension de cet ordre de grandeur sont courantes, tandis qu’elles sont excessivement élevées pour la plupart des transistors. On devra donc avoir recours à des transistors de types spéciaux au silicium qui soient en mesure de supporter des tensions de travail entre collecteur et émetteur d’au moins 150 à 200 V comme on le verra plus loin.

Le premier problème, c'est-à-dire celui de la bande passante existait également pour les tubes, mais pour les transistors, il se présente d’une manière différente, précisément parce que le transistor est d’une nature différente de celle du tube. Il convient donc de s’arrêter brièvement sur le comportement des transistors pour mettre en évidence les différences existantes avec les tubes.

Enfin, le problème de la puissance maximale dissipatrice se pose également. Tandis que pour les tubes, cette valeur limite est fixe, pour le transistor, étant donné ses petites dimensions, elle peut prendre des valeurs différentes suivant les dimensions des ailettes de refroidissement utilisées.

Il conviendra de choisir une surface de refroidissement permettant au transistor de dissiper la puissance nécessaire sans que la jonction collecteur base ne dépasse la température maximale admise qui est de l’ordre de 200° pour les transistors au silicium.

Il ne faut pas, en effet, oublier que les transistors, s’ils sont nettement plus robustes que les lampes du point de vue mécanique, sont extrêmement sensibles aux excès de tension ou de température.

Ils ne supportent pas que les valeurs limites soient dépassées, ne serait ce que pendant un bref instant ou d’une faible quantité.

Le problème de la tension et de puissance dissipatrice est donc étudié avec soin, en laissant les marges nécessaires pour éviter les surprises désagréables lors du fonctionnement.

A – Fréquence de coupure d’un transistor

Le problème de l’étude de la bande passante d’un étage amplificateur réalisé avec un transistor est plus complexe que celui d’un amplificateur analogue à tubes.

Dans ce dernier cas, la fréquence de coupure haute dépend exclusivement du circuit de sortie du tube, c'est-à-dire de la valeur de la résistance de charge et de la capacité totale de sortie (capacités de sortie du tube, d’entrée du cathoscope et des liaisons).

Dans le cas du transistor par contre, le circuit de sortie a une importance de deuxième ordre dans la détermination de la bande passante, tandis que le circuit de commande tient un rôle prépondérant.

La fréquence de coupure sera plus élevée dans le cas d’une commande en tension que dans celui d’une commande en courant. Ces deux types distincts de commande sont purement théoriques. En pratique, on est toujours en présence d’un cas intermédiaire qui se rapproche de la commande en tension quand la résistance interne du circuit de commande est faible tandis qu’il se rapproche de celle du courant quand la résistance interne du circuit de commande est très élevée. On obtiendra donc en pratique une fréquence de coupure intermédiaire aux deux valeurs extrêmes, dépendant de la valeur de la résistance du circuit de commande, c'est-à-dire de la résistance de sortie de l’étage qui fournit le signal de commande à l’amplificateur vidéo.

Pour déterminer la fréquence de coupure, il convient de rappeler qu’elle est définie comme étant la fréquence pour laquelle l’amplification en courant du circuit considéré se réduit à 70,7 % de sa valeur aux fréquences basses (ce qui correspond à une atténuation de – 3 dB).

Etant donné qu’en pratique on n’utilise pour les amplificateurs vidéo que le circuit émetteur commun, déterminons pour ce montage comment varie le gain en courant en fonction de la fréquence du signal.

Il faut donc pour cela tenir compte des capacités parasites du transistor (capacités des jonctions collecteur base et base émetteur) ainsi que des résistances internes de base et de collecteur comme le montre la (figure 25) .

A titre d’exemple, donnons des valeurs typiques pour un transistor utilisé dans les amplificateurs vidéo :

rbb’ = 100 rb’e = 1 k rce = 82 k

rb’c = 4 M Cb’e = 100 pF Cb’c = 3 pF

Ces valeurs, comme tous les paramètres d’un transistor, dépendent du point de fonctionnement du transistor même, en particulier de son courant de collecteur, elles ne sont donc valables que pour une valeur déterminée de ce courant.

On peut de suite remarquer que les valeurs de rce et de rb’c sont très élevées par rapport à celles de rbb’ et rb’e, les premières peuvent donc être négligées devant ces dernières. De plus, on démontre que la capacité cb’c existant entre collecteur et base peut être représentée par une capacité équivalente placée entre la base et l’émetteur (donc en parallèle avec cb’e) de valeur égale à (1 + A) fois la valeur de cb’c, A ayant une valeur que nous déterminerons ultérieurement.

En tenant compte de ces quelques simplifications, on arrive au schéma équivalent de la (figure 25 b) .

Ce schéma est très pratique pour déterminer la fréquence de coupure car on peut calculer d’une manière très simple le courant de sortie de l’étage( que nous désignerons par is), donc l’amplification en courant Ai définie comme étant le rapport entre le courant de sortie is et celui d’entrée ie.

Le courant de sortie d’un transistor, comme on le sait, est donné par la valeur du courant de base ib multiplié par le coefficient d’amplification en courant du transistor (désigné habituellement par ou par le paramètre h21e). Pour étudier le cas présent, il convient de se rappeler que le courant de base ib est le courant qui parcourt rb’e. Aux fréquences basses, pour lesquelles l’effet de la capacité de la jonction ne se fait pas sentir, le courant ib coïncide avec le courant ie envoyé de l’extérieur pour commander la base du transistor. Aux fréquences élevées, il convient de se rappeler que ib sera seulement une partie de ie : c’est la raison pour laquelle l’amplification en courant diminue aux fréquences élevées.

1) Cas d’une commande en courant

il s’agit du cas où l’on envoie au transistor un courant de commande ie de valeur constante et de fréquence progressivement croissante.

En tenant compte de la présence de la capacité Ce(équivalente à Cb’e et Cb’c (1 + A) en parallèle), nous devons considérer que le courant ie se divise en deux parties : le courant ib parcourant rb’e (qui représente le courant de commande proprement dit) et le courant ic qui parcourt la capacité Ce(qui représente la partie perdue, car il ne contribue pas à la production d’un courant de sortie).

Le courant ic est très faible lorsque la fréquence est faible, mais il croît au fur et à mesure que la fréquence augmente car la réactance de Ce diminue. Comme le courant ie est constant, lorsque la fréquence croît, le courant ic croît et le courant ib diminue d’autant, ce qui entraînent une diminution du courant de sortie is = ib x h21 et de l’amplification en courant Ai = is/ie.

L’amplification en courant se réduit ainsi à 70,7% de sa valeur lorsque is donc ib se réduit dans les mêmes proportions. Ceci se produit quand la réactance de Ce devient égale à rb’e d’où :

rb’e = = donc Fc =

Ce qui donne la formule :

Fréquence de coupure Fc = avec rb’e en Ce en F F en Hz.

En supposant 1 + A = 50 on obtient :

Ce : Cb’e + Cb’e (1 + A) = 100 + (3 x 50) = 250 pF

Fc = = 0, 636 MHz

2) Cas d’une commande en tension

c’est le cas où l’on applique entre les bornes B et E du schéma de la (figure 25b) une tension d’entrée Ve constante en amplitude et de fréquence croissante.

Pour déterminer la fréquence de coupure dans ce cas, il suffit de reprendre les mêmes raisonnements que dans le cas précédent en tenant compte qu’à présent le courant ie dépend aussi de la valeur rbb’ ( qui n’intervient pas dans ce cas de commande à courant constant). Il s’agit de déterminer la fréquence pour laquelle ib se réduit à 70,7% de sa valeur aux basses fréquences (atténuation de 3 décibels).

On arrive à la conclusion que cette condition est obtenue lorsque la réactance de Ce devient égale à la mise en parallèle de rb’e et de rbb’ c'est-à-dire :

= =

D’où Fc = x

La résistance équivalente à rb’e et rbb’ en parallèle est égale à :

req = = = 91

donc Fc = x = 6,989 MHz

En comparant les résultats obtenus dans les deux types de commande, on remarque que la fréquence de coupure donc la bande passante est considérablement plus élevée quand on utilise la commande en tension.

Dans l’exemple donné, elle est onze fois plus élevée que dans le cas de commande en courant. Il faut se rappeler que les calculs sont faits en supposant 1 + A = 50 , pour d’autres valeurs, les résultats seront évidemment différents.

A ce propos, il convient de remarquer que la valeur de A dépend non seulement des paramètres du transistor, mais aussi de la valeur de la résistance de charge Rc, disposée sur le collecteur du transistor, dont dépend également l’amplification en tension de l’étage.

La valeur de A doit représenter le rapport entre la tension de sortie Vs (entre collecteur et masse) et la tension Vb présente aux bornes de rb’e puisque c’est précisément aux bornes de cette résistance que l’on reporte la capacité collecteur base.

A ne représente donc pas exactement l’amplification en tension de l’étage mais prend une valeur légèrement différente.

Les tensions Vs et Vb sont rapidement calculables. En fait, la tension de sortie n’est autre que la tension présente aux bornes de la résistance de charge Rc placée en série avec le collecteur et parcourue par le courant de sortie Is du transistor.

Vs = is x Rc

La tension Vb est égale à la chute de tension dans rb’e

Vb = ib x rb’e

D’où la valeur de A :

A = = = x Rc = S x Rc

On désigne par s le rapport qui représente la pente ou transconductance du transistor, de façon analogue à celle définie pour les tubes (en particulier pour les pentodes), on l’exprime généralement en mA/V (milliampères par volt) ou en mS(millisiemens).

Dans le cas de l’exemple donné, h21 étant égal à 50 et rb’e = 1 k, on a : S = 50 mA/V (ou mS).

On remarque ainsi que lorsque la valeur de la résistance de charge Rc augmente, A, donc la capacité Ce augmente et en conséquence la fréquence de coupure diminue.

Dans les caractéristiques fournies avec les transistors, les fréquences de coupure sont données pour une valeur de Rc nulle ,ce qui implique une liaison directe du collecteur à la tension d’alimentation.

Dans ce cas précis (Rc = 0), on trouverait Fc = 1,55 MHz dans le cas d’une commande en courant et Fc = 17 MHz pour une commande en tension. La première de ces valeurs est souvent désignée par F.

Une autre valeur fréquemment donnée dans les caractéristiques désignée par F représente la fréquence pour laquelle le courant de sortie devient égal au courant d’entrée (gain en courant égal à 1) dans le cas d’une commande en courant et pour Rc = 0, cette valeur est sensiblement égale à h21 fois la fréquence F ce qui donnerait une valeur de 78 MHz environ dans le cas de l’exemple choisi.

B – Fréquence de coupure d’un étage réel

Les cas étudiés précédemment sont purement théoriques car on suppose que la source de signal (par exemple : l’étage préamplificateur qui le précède) a une résistance interne infinie ou nulle.

En pratique, de tels extrêmes ne se rencontrent jamais car le circuit de commande a toujours une résistance interne bien définie que nous désignerons Ro.

Pour tenir compte de cette résistance interne, nous pouvons modifier le schéma de la (figure 25 b) en ajoutant en série avec rbb’, la résistance Ro comme le montre la (figure 26) et commander le transistor avec la tension Ve.

On peut ainsi déterminer la fréquence de coupure Fc avec les mêmes formules que précédemment en tenant compte que la résistance en série avec la base ne sera pas seulement rbb’ mais rbb’ + Ro.

La (figure 27) donne les différentes courbes correspondant à la valeur de la fréquence de coupure Fc en fonction de la résistance de charge Rc, ceci avec différentes valeurs de Ro.

Les courbes désignées par Ro = 0 et Ro infinie correspondent respectivement aux commandes théoriques en tension et en courant.

On s’aperçoit que plus la résistance de commande est élevée, plus la fréquence de coupure diminue.

En conclusion, il convient de commander le transistor avec un circuit ayant une résistance interne très faible.

Jusqu’à présent, la fréquence de coupure a été déterminée en prenant en considération uniquement le circuit d’entrée du transistor en ignorant celui de sortie. En fait, celui-ci présente aussi une fréquence de coupure qui dépend de la capacité de sortie Cs du transistor(pratiquement celle de la jonction collecteur base, c'est-à-dire Cb’c) et de la résistance de charge Rc.

Cette fréquence de coupure F’c est donnée par la formule :

F’c = avec F’c en MHz Rc en k Cs en pF

Ce qui donne dans le cas où Rc = 2 k Cs = Cb’c = 3 pF :

F’c = = 26,5 MHz

On voit ainsi que la fréquence de coupure due au circuit de sortie du transistor est beaucoup plus élevée que celle due au circuit d’entrée, celle-ci pour Rc = 2 k et Ro = 50 par exemple donnerait Fc = 3 MHz environ. Pour cette raison, le circuit de sortie a été négligé jusqu’à présent.

Dans un circuit réel cependant, le collecteur du transistor est relié à la cathode du cathoscope et la capacité de sortie Cs est donc constituée non seulement de Cb’c mais aussi de la capacité d’entrée du cathoscope et des capacités de liaisons. L’ensemble de ces capacités peut facilement atteindre des valeurs voisines de 30 pF. Avec une telle valeur de Cs, on a :

F’c = = 2,65 MHz

Ainsi la fréquence de coupure due au circuit de sortie est dans ce cas nettement plus basse que celle due au circuit d’entrée. Il est bien évident que le circuit de sortie ne peut plus être négligé dans ces conditions et que des dispositions spéciales doivent être prises pour que le bande ne soit pas limitée à des valeurs trop faibles et inacceptables pour une bonne qualité de reproduction.

Les dispositions auxquelles on a recours sont les mêmes que celles utilisées pour les circuits à tubes, c'est-à-dire les compensations des capacités parasites par l’insertion de bobines dans le circuit de collecteur. Comme pour les tubes, il y a trois possibilités : la compensation parallèle, en série et en mixte. Les schémas correspondants de principe sont illustrés dans la (figure 28) , le calcul des valeurs des inductances est effectué à l’aide des formules applicables aux tubes.

On a parfois recours à la compensation dite d’émetteur consistant à insérer une résistance sur l’émetteur ayant en parallèle un condensateur de capacité appropriée. Ce type de compensation correspond donc à la compensation cathodique des tubes. La détermination des valeurs les plus appropriées de la résistance et du condensateur est très compliquée.

C’est pourquoi on établit souvent ces valeurs par expérimentation plutôt que par le calcul.

C- Amplificateurs vidéo à transistors

Ils comportent un ou deux étages et possèdent quelques caractéristiques propres aux transistors eux-mêmes.

En premier lieu, la base d’un transistor nécessitant un courant de polarisation, il convient de relier de façon particulière, la base du transistor au circuit de détection pour que ce courant n’introduise pas de distorsion du signal.

La commande de contraste est insérée dans l’amplificateur vidéo alors que ce n’était pas le cas dans les montages à tubes. Cette solution permet de régler le contraste sans faire varier le niveau du noir donc sans avoir à retoucher le réglage de lumière.

1) Amplificateur vidéo à un étage

le schéma de principe d’un amplificateur vidéo à un seul transistor est illustré (figure 29) . Le circuit de détection est également représenté de façon à étudier le problème de la polarisation exposé précédemment.

Le transistor T1 est polarisé par la résistance d’émetteur R et les résistances de base R1 et R2.

La charge est constituée de la résistance R et de l’inductance de compensation L placée dans le circuit de collecteur sur lequel est prélevé le signal vidéo amplifié et dirigé ensuite sur la cathode du tube.

Le circuit de détection est inséré de façon à ce que le signal vidéo détecté présent aux bornes de R s’ajoute à la tension de polarisation présente aux bornes de R2 qui est maintenue constante grâce au condensateur C2 de forte capacité.

Si l’on ignore momentanément la présence de R, le courant IB absorbé par la base est fourni par la résistance R1 et traverse la résistance R dans le sens indiqué par la flèche, ce qui provoque une chute de tension V à ses bornes ayant les polarités indiquées.

Cette chute de tension a pour conséquence de pré polariser la diode de détection.

Ceci a pour effet de clamper le signal détecté au dessus de cette tension de pré polarisation V (figure 30) car la diode est passante pendant l’alternance positive du signal ainsi que pendant une partie de l’alternance négative.

Elle ne cessera de conduire que pour des valeurs du signal plus négatives que la tension de pré polarisation V.

Pour éviter ce phénomène qui entraîne un changement du niveau du noir, il suffit d’insérer la résistance R entre base et haute tension.

Ainsi le courant de polarisation IB passe à travers cette résistance R (figure 29) et l’on peut ajuster sa valeur de façon à obtenir la même tension aux points B’ et B ce qui annule la tension de pré polarisation V.

On supprime ainsi toute perturbation causée au fonctionnement du circuit de commande du transistor.

La résistance R de forte valeur (100 k ou plus) puisque reliée à la haute tension, est en général réglée pendant la phase de mise au point de façon à annuler la chute de tension aux bornes de R.

L’amplificateur vidéo à un transistor n’est pas très utilisé en pratique bien que son amplification soit suffisante pour obtenir des tensions crêtes de l’ordre de 80 à 120 volts à partir des tensions détectées de l’ordre de 2 à 4 volts donc une amplification de 30 à 40 fois.

Par contre, un des défauts de l’amplificateur à un étage est le suivant : pour obtenir la largeur de bande désirée, l’amplificateur vidéo nécessite, comme nous l’avons vu, d’être commandé par un circuit ayant une faible résistance interne, ce qui signifie que la valeur de R doit être inférieur à 1 k. De telles valeurs sont trop faibles pour un bon fonctionnement du circuit de détection et de plus chargeraient trop le dernier étage FI et en réduiraient le gain.

2) Amplificateur vidéo à deux étages

Pour cette raison, on utilise le plus souvent un étage préamplificateur qui fonctionne généralement en émetteur suiveur et n’apporte donc aucune amplification en tension au signal.

Son rôle est uniquement celui d’adaptateur d’impédance. Il présente une résistance de sortie extrêmement faible parfaitement adaptée à la commande du transistor final pour obtenir une fréquence de coupure élevée.

Il permet en même temps d’utiliser des valeurs élevées de R mieux adaptées au bon fonctionnement du détecteur et du dernier étage FI.

Un exemple d’amplificateur à deux étages est représenté (figure 31) .

Le transistor TR1 branché en collecteur commun possède une amplification en courant assez forte. Ainsi le courant de commande fourni par la détection pourra être de 30 à 100 fois plus faible que dans un montage à un transistor.

De plus, le courant de polarisation de base de TR1 étant beaucoup plus faible que pour un transistor final, la résistance R que nous avions été obligés d’ajouter dans le montage de la ( figure 29) n’est plus nécessaire car la chute de tension dans la résistance R devient très faible.

Ainsi si R est égale à 3 k et IB à 50 A, la chute de tension est de 150 mV.

Pour un transistor final où le courant de base est couramment d’environ 1 mA et avec une résistance R de 1 k la chute de tension V est de 1 volt.

Dans la (figure 31) est représenté un potentiomètre P, d’une valeur de quelques kilo ohms, qui règle l’amplitude du signal appliqué au cathoscope, donc le contraste.

Ce réglage de contraste qui se trouve dans la platine FI pour les téléviseurs à tubes est pratiquement toujours situé au niveau de l’étage amplificateur vidéo dans les téléviseurs à transistors. Ceci est du à la différence du niveau détecté après la diode de détection qui est de l’ordre de 5 à 6 volts pour les téléviseurs à tubes alors qu’il n’est que d’environ 1 volt dans les téléviseurs à transistors.

Le réglage de contraste doit pouvoir faire varier l’amplitude de la vidéo dans le rapport de 1 à 3 environ.

Un réglage de contraste au niveau de la FI pour les téléviseurs à transistors conduirait à avoir une tension détectée pouvant être égale à 0,3 volt : ceci est inadmissible car on se trouverait dans le coude de la caractéristique pour la diode de détection, ce qui provoquerait de très fortes distorsions du signal. On préfère donc placer ce réglage après la détection dans l’amplificateur vidéo.

Dans la (figure 31) , on remarque que lorsque le curseur du potentiomètre P est relié directement au collecteur de TR2, le contraste est maximum puisque tout le signal présent sur ce collecteur est appliqué au tube cathodique.

A l’inverse, quand le curseur se trouve à droite (point C’), le contraste est minimum.

Si le pont diviseur constitué par R4 et R5 est calculé de façon à ce que la tension du point C’ soit exactement égale à celle du collecteur de TR2 (quand on reçoit une image entièrement noire), le niveau du noir est maintenu lorsqu’on fait varier le contraste. De cette manière, en réglant P, on rend l’image plus ou moins contrastée, avec les blancs plus ou moins lumineux tandis que les noirs restent les mêmes sans avoir à retoucher la commande de lumière.

Le réglage de contraste peut également être inséré dans le circuit de base de TR2 comme le montre la (figure 32) .

Pour obtenir le niveau du noir indépendant du réglage du contraste, il convient à présent que le point B soit au même potentiel que le point E lorsque l’écran est entièrement noir.

Pour éviter que le réglage du contraste fasse varier la fréquence de coupure de TR2, il faut que P ait une valeur relativement faible(quelques centaines d’ohms) ainsi que R5(inférieure à 100) .

Une autre manière de régler le contraste est celle illustrée dans la (figure 33) où le potentiomètre P est inséré dans le circuit de l’émetteur.

Dans ce dernier cas, on agit sur la valeur de la résistance d’émetteur de TR2 donc, sur le gain de cet étage.

Pour que le niveau du noir soit maintenu en faisant varier le contraste, il faut que le potentiomètre P n’ait aucune influence sur le courant de repos de TR2. Ceci est obtenu par le pont diviseur constitué par R3 et R4 dont le point milieu peut être réglé quand l’écran est tout noir, au même potentiel que la masse pour amener ses deux bornes au même potentiel.

Dans tous les schémas étudiés, la compensation utilisée est de type parallèle. Il est bien évident que l’on peut utiliser les autres types de compensation.

Au niveau de l’étage adaptateur d’impédance est parfois prélevée la tension nécessaire au contrôle automatique de gain (CAG) qui rectifie le gain de la platine FI en fonction de l’amplitude des signaux reçus.

D’autre part, on prélève également soit sur l’émetteur du premier transistor, soit sur le collecteur du transistor vidéo final, le signal vidéo complet afin d’en extraire les tops de synchronisation.

Cette opération s’effectue à l’aide de circuits écrêteurs qui éliminent la partie luminance (c'est-à-dire la vidéo proprement dite). Ces tops de synchronisation sont ensuite triés et envoyés sur les bases de temps correspondantes (horizontales et verticales).

Dans tous les montages précédents, la liaison entre étages est directe sans condensateur de liaison, la composante continue du signal est donc sauvegardée. Dans le cas contraire, on est amené à utiliser un circuit de restitution de la composante continue.

Cette restitution se fait de la même manière que dans les montages à tubes, c'est-à-dire à l’aide d’une diode (figure 34) .

Tension d’alimentation et puissance dissipée sur le collecteur

Nous avons vu que pour commander le cathoscope, il fallait disposer d’un signal vidéo d’amplitude de l’ordre d’une centaine de volts de crête à crête. Pour obtenir de telles amplitudes, il est nécessaire d’alimenter l’étage final vidéo avec des tensions de l’ordre de 150 volts. Il faut noter que , pour obtenir la bande de fréquences nécessaire, la résistance de charge R de l’étage final doit avoir une valeur maximale de quelques kilo ohms.

Si l’on suppose une charge de 4 kilo ohms et que l’on désire atteindre à ses bornes une tension vidéo crête à crête de 100 volts, le courant de collecteur du transistor doit être de 100 : 4 = 25 mA. Par précaution, on choisit un transistor pouvant fournir un courant maximum supérieur de l’ordre de 30 à 35 mA.

Le transistor vidéo final doit donc être de forte puissance ( P = 100 V x 25 mA = 2,5 W) et supporter des tensions élevées (150 volts). Sa fréquence de coupure doit être élevée.

Ces transistors vidéo sont donc exclusivement au silicium comme les BF 177 (pour cathoscopes 28 cm à 44 cm) et les BF 178 (cathoscopes 49 cm à 61 cm). Ils sont du type à boîtier cylindrique d’environ 1 cm de diamètre et nécessitent d’être munis d’ailettes de refroidissement.

Pour diminuer les capacités parasites des liaisons entre le transistor et la cathode du cathoscope et donc améliorer la bande passante de l’amplificateur, le transistor est parfois monté directement sur le circuit imprimé du support de tube cathodique. Le transistor préamplificateur(quand il existe) est par contre de type courant alimenté en basse tension et se trouve d’habitude le plus prés possible de la détection.

Pour diminuer la puissance consommée par l’étage vidéo final, la tendance actuelle est de remplacer la résistance de charge par une charge active. Cette charge active est constituée d’un transistor PNP T1 fonctionnant en générateur de courant IC constant (figure 35) puisque son potentiel de base est fixé par le pont de résistances R1 et R2.

Si l’on appelle R la charge de l’amplificateur vidéo, on démontre que l’amplification en tension A de l’étage est approximativement égale au rapport ( R étant la résistance d’émetteur du transistor vidéo).

En outre, on s’est aperçu qu’en commandant cette charge active par le signal qui attaque la base du transistor vidéo (figure 36) , la nouvelle amplification A de cet étage était égale à + .

Ce type de montage à charge active commandée possède donc, pour une bande passante analogue, une amplification en tension A supérieure de la quantité à l’amplification dans le cas d’une charge active non commandée.

Ceci permet en augmentant la valeur équivalente de la charge active, donc en diminuant le courant Ic, de conserver le même produit gain bande passante que dans un étage à charge résistive.

L’avantage de ces nouveaux montages à charge active est de diminuer le courant circulant dans le transistor vidéo final donc de permettre l’utilisation de transistors beaucoup moins puissants et donc moins onéreux. De plus, la dissipation de chaleur (= consommation inutile d’énergie) dans les résistances est nettement moins importante.

Ce type de montage est surtout utilisé dans les téléviseurs couleurs qui comprennent en fait trois amplificateurs vidéo, un pour la voie rouge, un pour la voie bleu et un pour la voie verte : les économies d’énergie sont multipliées par trois.

Protection du transistor final vidéo

Pendant le fonctionnement normal du tube cathodique, il arrive souvent que de petites décharges se produisent entre les différentes électrodes en raison des tensions élevées auxquelles sont soumises la première anode et les électrodes d’accélération.

Ces décharges inoffensives pour le cathoscope peuvent être très dangereuses pour le transistor vidéo. En fait, pendant la décharge, il peut y avoir sur la cathode du tube une impulsion de tension très brève mais pouvant atteindre plusieurs milliers de volts.

Il est évident que le collecteur du transistor relié à cette cathode serait soumis à cette impulsion qui le détruirait immédiatement.

Pour pallier cet inconvénient, on insère dans le circuit des éclateurs qui empêchent le collecteur d’être soumis à des tensions trop élevées.

Ces éclateurs peuvent être du type à pointes, c'est-à-dire constitués de deux conducteurs se terminant en pointe et maintenus écartés de quelques dixièmes de millimètres par un support isolant : il y a décharge entre les pointes pour des tensions comprises entre 1 et 2 kilovolts (figure 37 a) .

Un autre type d’éclateur très utilisé dans les téléviseurs est réalisé directement sur le circuit imprimé du support de tube cathodique. Sur la partie cuivrée de ce circuit est gravée une structure en peigne divisée en deux parties par une entaille très fine (environ ½ millimètre) dans le circuit (figure 37 b) .

Dans la (figure 38) est représenté le schéma d’implantation de l’éclateur placé sur le cathode du tube.

Il est à noter que le côté doit être relié à l’enveloppe extérieure avec une liaison très courte pour éviter que le courant de décharge de durée très brève (inférieure à la microseconde) mais très intense introduise des surtensions dans d’autres parties du circuit.

Quand se produit la décharge, la tension aux bornes de l’éclateur atteint environ un kilovolt et il est évident qu’une telle tension est encore trop élevée pour être supportée par le transistor.

Pour parfaire cette protection, une résistance d’environ un kilo ohm est introduite entre le collecteur du transistor et la cathode du tube. Cette résistance forme, avec la capacité parasite de sortie C de l’étage amplificateur, un filtre passe bas qui empêche l’impulsion de décharge de durée très brève d’atteindre le transistor vidéo.

En effet, la valeur élevée de la résistance limite le courant de charge de la capacité C qui n’a donc pas le temps de se charger à une tension très élevée pendant le court instant que dure la décharge dans l’éclateur.

Pratiquement toutes les électrodes du tube cathodique sont ainsi découplées à la masse à travers des éclateurs qui n’ont pas été représentés sur la (figure 38) dans un but de simplification.

V – Réception du son

En France, le son est émis en modulation d’amplitude, ce qui oblige pratiquement à le prélever après le premier ou parfois le second transformateur FI commun au son et à l’image, et à prévoir ainsi deux chaînes FI distinctes et très sélectives de façon à bien séparer son et image avant la détection.

Par contre, lorsque le son est émis en modulation de fréquence comme dans le système CCIR à 625 lignes, bien que cette même solution soit toujours valable, on préfère ne prélever le son qu’après le dernier transformateur FI de la chaîne vidéo qui sera alors commune aux deux porteuses. Ceci est évidemment plus économique et rendu possible du fait de la sélectivité de chaque système de démodulation.

Le système utilisant l’amplification commune par la même chaîne des deux porteuses son et image est appelé système INTERCARRIER. Il nécessite la modulation en amplitude de la porteuse vidéo, et la modulation en fréquence de la porteuse son. Ce système a fait l’objet de l’étude (voir à numéro 9).

La (figure 39) donne le schéma synoptique de la chaîne son d’un récepteur fonctionnant aux standards français où le son est émis en modulation d’amplitude comme la vidéo.

Le signal son haute fréquence provenant de l’émetteur son est amplifié en même temps que le signal vidéo, puis il passe dans l’étage changeur de fréquence où il est mélangé avec le signal HF généré par l’oscillateur local. Il ressort donc de cet étage avec une fréquence intermédiaire différente de la FI image puisqu’il s’agit du même oscillateur local que pour le signal vidéo et qu’au départ des deux émetteurs son et image, les deux signaux sont décalés en fréquence.

Prenons l’exemple du canal 62 utilisé par l’émetteur de DIJON NUITS ST GEORGES pour la deuxième chaîne.

Les fréquences des porteuses son et image sont respectivement de 805,75 et 799,25 MHz. Pour le canal 62, la fréquence de l’oscillateur local est de 766,55 MHz. Ceci nous donne bien une FI image à :

FI image = Fréquence porteuse image – fréquence oscillateur local

= 799,25 - 766,55 = 32,7 MHz

Alors que la FI son sera à :

FI son = Fréquence porteuse son - fréquence oscillateur local

= 805,75 - 766,55 = 39,2 MHz

On retrouve entre les deux FI l’écart de 6,5 MHz qui existe entre les deux porteuses dans le standard français 625 lignes.

Cette valeur de 39,2 MHz pour la FI son est généralement employée dans tous les récepteurs français ne captant que les émissions françaises.

Pour le standard 819 lignes français où l’écart entre porteuses est de 11,15 MHz, la FI son reste à 39,2 MHz et la FI image est alors à 28,05 MHz comme nous l’avons vu précédemment.

Cette différence de fréquence entre les deux FI son et image permet de séparer les deux signaux afin de les traiter séparément.

Cette séparation des signaux son et image se fait au niveau de la platine FI image, généralement à l’entrée ou à la sortie du premier amplificateur FI image.

Après ce trajet commun au son et à l’image, il est nécessaire d’extraire le signal son pour l’envoyer sur l’amplificateur FI son et d’autre part de supprimer au maximum toute trace de son dans l’amplificateur FI vision.

A – Prélèvement du signal son

Ce prélèvement s’effectue à l’aide de circuits accordés sur 39,2 MHz.

La (figure 40) donne un exemple de la façon dont peut s’effectuer la séparation des chaînes son et image en sortie de l’étage mélangeur.

Le circuit formé par L2 et C2 est un circuit bouchon qui, comme vous le savez, à la particularité d’avoir une impédance maximale à la fréquence de résonance qui est ici de 39,2 MHz.

A cette fréquence qui est celle de la FI son, on recueille donc le maximum de signal alors que les autres fréquences sont éliminées.

Par contre, le circuit bouchon formé par L1 et C1 est accordé sur la fréquence FI image et recueille le signal FI vision.

Bien que cette séparation soit assez rigoureuse, il subsiste quand même des résidus de son dans l’amplificateur FI vision qu’il convient d’éliminer.

Pour ce faire, on a recours à des filtres accordés ou réjecteurs.

B – Réjection du son dans la platine FI son

Ces réjecteurs utilisent deux procédés principaux : soit ils dérivent à la masse le signal son indésirable (circuit résonant série), soit ils sont placés en série dans la chaîne FI vision et empêchent de passer les fréquences correspondant à la FI son(circuits bouchons).

La (figure 41) donne un exemple type de circuit résonant série (L, C) accordé sur 39,2 MHz dont l’impédance est minimale à la résonance et qui dérive à la masse toute trace de signal son.

L’inductance des selfs comprises dans tous ces réjecteurs et circuits accordés est souvent ajustable à l’aide de noyaux plongeurs de façon à pouvoir être ajustée plus rigoureusement sur la fréquence de 39,2 MHz.

C – Amplificateur FI son

Après avoir été prélevé comme nous l’avons vu, le signal son est ensuite amplifié dans l’amplificateur FI son constitué de un, deux ou parfois trois étages successifs selon qu’il a déjà été ou non amplifié dans les étages FI vidéo.

Cet amplificateur FI son est analogue à celui d’un récepteur superhétérodyne classique, la principale différence étant la valeur de la fréquence FI beaucoup plus élevée en télévision.

De plus, la bande passante de cet amplificateur doit être relativement large (350 à 500 kHz) par rapport à la bande de fréquences du son à retransmettre (environ 15 kHz), ceci afin de compenser les éventuelles dérives en fréquence de l’oscillateur local de la tête HF. Avec une bande passante étroite, la moindre dérive provoquerait à chaque fois une disparition du son fort désagréable pour le téléspectateur.

La (figure 42) donne le schéma d’un FI son à tubes constitué de deux pentodes amplificatrices.

Le couplage entre les deux étages est du type inductif. A noter la résistance d’amortissement de 10 k en parallèle sur le secondaire du premier transformateur FI qui a pour but d’élargir la bande passante.

Une tension de CAG prélevée au niveau de la détection son par une résistance de 1 M et un condensateur de 0,1 F qui constituent un circuit intégrateur fournissant une tension dont l’amplitude est fonction du niveau du signal reçu.

Cette tension est appliquée à travers des résistances de 100 k aux grilles des pentodes de façon à en contrôler le gain.

La (figure 43) donne le schéma d’un amplificateur FI son à transistors de conception assez classique.

Il est composé de trois étages successifs formé de transistors montés en émetteur commun et reliés entre eux par transformateurs accordés.

Une tension de CAG est appliquée simultanément sur les bases des trois transistors de façon à contrôler le gain des trois étages par changement de la polarisation de base.

Actuellement ces transistors sont parfois remplacés par un circuit intégré unique qui comporte l’amplificateur FI, les commandes de CAG son et parfois le circuit de détection.

La (figure 44) donne le schéma d’une platine FI à circuit intégré TBA 400.

L’entrée de cette platine FI son se fait sur un circuit accordé de type bouchon (L1, C2), il est suivi d’un transformateur accordé L4 qui permet l’attaque en basse impédance (330 du circuit intégré TBA 440 (cosses 2 et 3) .

La sortie se fait en haute impédance entre les cosses 7 et 8 sur le circuit accordé parallèle L5 , C14. La fréquence intermédiaire son amplifié est prélevée par couplage magnétique sur L5(secondaire) et L6 en parallèle sur C15. La détection est effectuée par la cellule composée de la diode D15, la résistance R5 et le condensateur C16.

Le signal BF est dirigé vers l’amplificateur BF à travers la résistance R16 et utilisé également comme tension de CAG après filtrage dans R11 et C11, tension qui est ensuite appliquée à la cosse 6 du circuit intégré.

A remarquer la présence d’une self de choc L en série dans l’alimentation qui évite des retours de signal FI dans cette dernière.

La (figure 45) représente le schéma interne du circuit intégré TBA 440.

Le signal FI est appliqué aux bases des transistors T3, T5 montés en différentiel. Les sorties collecteurs attaquent les transistors T2 et T6 montés également en différentiel adaptateur d’impédance.

La paire de transistors T3, T5 est commandée en gain par le transistor T4 qui reçoit l’information de CAG via T1.

Les quatre transistors T9, T10, T8 et T11 sont montés rigoureusement comme les quatre précédents : une paire en amplificateur différentiel et une paire en adaptateur d’impédance. T7 reçoit l’information de CAG et commande T9 et T10.

Les deux transistors T12 et T13 sont les transistors de sortie du circuit intégré.

La diode zéner D3 stabilise la tension qui est ensuite distribuée à tous les étages.

Le principal intérêt de ce circuit intégré réside dans sa grande linéarité et son important niveau admissible à l’entrée : 240 mV eff.

Le facteur de bruit reste faible < 8 dB pour une variation de gain de 30 dB.

Le gain maximum est de 75 dB et la plage de commande du gain de 60 dB.

D – Détection son

La détection son se fait sur le même principe que la détection vidéo ou que la détection dans un récepteur radiophonique courant. On retrouve le montage à diodes de la détection série décrite précédemment. Seuls les valeurs des éléments R et C changent légèrement pour s’adapter à la valeur de la fréquence intermédiaire.

E – Amplificateur son basse fréquence

La puissance délivrée par ces amplificateurs varie entre environ 1 watt à 4 ou 5 watts. Leur bande passante est généralement assez large afin de profiter de la bonne qualité de la transmission.

A l’origine, réalisés à tubes, ces amplificateurs BF le furent encore longtemps après l’apparition des transistors du fait de leur prix faible de revient.

La (figure 46) donne un exemple type d’amplificateur très simple constitué d’un seul tube ECL 82.

Le signal BF provenant de la détection passe par le potentiomètre de volume P1 et est appliqué sur la grille de la triode qui constitue un préamplificateur. Le signal ressort sur l’anode avant d’être appliqué à la pentode qui constitue l’amplificateur de puissance fonctionnant en classe A. le signal amplifié passe par un transformateur adaptateur d’impédance avant d’arriver au haut parleur.

On trouve également des amplificateurs à transistors du genre de celui représenté (figure 47) .

Le signal BF est tout d’abord amplifié par le transistor T1 qui constitue un montage préamplificateur fonctionnant en classe A. le signal amplifié prélevé sur le collecteur de T1 est appliqué d’une part sur la base de T4 et d’autre part sur la base de T3 après passage dans l’étage déphaseur constitué par le transistor T2 monté en émetteur commun.

Les deux transistors T3 et T4 sont montés en amplificateur push-pull à transistors complémentaires PNP / NPN fonctionnant en classe B. La sortie se fait sur les émetteurs et est reliée au haut parleur à travers un condensateur chimique de forte valeur.

Ces amplificateurs à transistors sont maintenant remplacés par des amplificateurs à circuits intégrés très simplifiés du type de celui décrit (figure 48).

Le signal BF provenant de la détection est prélevé sur le curseur du potentiomètre P et appliqué par le condensateur C1 à l’entrée 6 du circuit intégré.

Le signal BF amplifié sort à la borne 13 et est appliqué à travers C6 au haut parleur.

Les circuits de compensation et de réaction sont constitués par C7 et R3 et par R4 et C3. Ces circuits permettent d’obtenir une bonne réponse en fréquence et de réduire les distorsions.

Le schéma interne du circuit intégré TCA 160 B est donné (figure 49) .

L’entrée du circuit intégré attaque un amplificateur différentiel constitué des transistors TR1 et TR2.

Le signal amplifié est injecté entre base et émetteur du transistor TR3 qui est suivi d’un montage Darlington (TR4 et TR5). L’étage de puissance est constitué des transistors TR10 et TR11 montés en push-pull et pilotés par les transistors adaptateurs d’impédance TR8 et TR7 et le transistor déphaseur TR6. Le transistor TR9 reçoit sur sa base une tension de contre réaction et améliore aussi la linéarité en élargissant la bande passante.