Décodeurs PAL – Décodeurs PAL / SECAM –Décodeur Numérique

 

I – Rappel sur le procédé PAL

 

Il est nécessaire avant d’aborder le fonctionnement des platines de décodage PAL, de revoir les principes généraux de la diffusion des programmes couleurs, selon ce procédé.

 

Les particularités de ce système peuvent se mesurer ainsi :

 

·        Les deux informations de couleurs rouge et bleu sont transmises simultanément toutes les lignes.

·        L’information bleu est modulée en amplitude par une sous porteuse dont la phase correspond à la phase de référence (0°).

·        L’information rouge est modulée en amplitude par une sous porteuse de même fréquence, mais dont la phase est de + 90° pour une ligne et – 90° pour la ligne suivante.

 

Ces deux sous porteuses sont mélangées pour donner une seule sous porteuse de fréquence 4,43 MHz contenant les deux informations couleurs. La (figure 1) donne la représentation vectorielle du produit de la modulation pour deux lignes consécutives.

 

Le vecteur bleu est, dans les deux cas, en phase avec la phase de référence.

 

Le vecteur rouge est orienté avec un déphasage de + 90° pour la ligne n (figure 1 a) et avec un déphasage de – 90° pour la ligne n + 1 (figure 1 b) .

 

Le vecteur résultant  est situé dans les deux cas entre  et.

 

Sa longueur dépend de la grandeur de ses deux composantes  et  et donne la saturation de la couleur.

 

Son déphasage (+ a pour la ligne n et - a pour la ligne n + 1) donne la teinte de la couleur. En effet, la tangente de l’angle a est égale au rapport des longueurs des vecteurs  et  : 

ta =

 

·        L’émission est effectuée après suppression de la sous porteuse. Ceci implique que l’on devra régénérer la sous porteuse dans le récepteur.

·        L’émetteur doit transmettre des informations permettant d’assurer le synchronisme en fréquence et en phase entre la sous porteuse reconstituée dans le récepteur et la sous porteuse générée dans l’émetteur.

 

Ces informations appelées Salves ou Burst sont transmises alternativement toutes les lignes avec un déphasage de + 135° ou – 135°.

 

Les salves ont une durée de 10  ± 1 périodes et commencent 5,6 ms après le début de l’impulsion de synchronisation ligne.

 

L’amplitude des salves est égale à la moitié de celle des impulsions de synchronisation et leur fréquence correspond à celle de la sous porteuse.

 

II – Principe du décodage PAL

 

Avant de voir en détail les différents étages d’un décodeur PAL, nous allons analyser le schéma de la (figure 2) .

 

En tête de ce schéma, nous trouvons le circuit cloche qui permet de prélever les informations de chrominance.

 

La sous porteuse est ensuite amplifiée par l’étage amplificateur de chrominance.

 

Le terme sous porteuse est d’ailleurs impropre, car étant donné que celle ci a été supprimée en partie à l’émission, il conviendrait d’écrire produit de modulation des informations rouge et bleu (E’U et E’V). Cependant, pour simplifier l’écriture, nous écrirons sous porteuse et nous désignerons les composantes rouge et bleu, en quadrature par les lettres R et B.

 

A la sortie de l’amplificateur chrominance, la sous porteuse est dirigée, d’une part sur la voie directe et, d’autre part, sur la ligne à retard de 64 ms.

 

Les signaux sont maintenant appliqués à un système mélangeur chargé de séparer les signaux de chrominance R et B.

 

La (figure 3) représente ces trois informations pour quatre lignes successives.

 

A chaque ligne, nous disposons d’une information directe contenant R et B (figure 3 a) , d’une autre information directe contenant – R et – B produite par l’inverseur 180° (figure 3 b) et d’une information retardée contenant R et B de la ligne précédente (figure 3 c) .

 

Le circuit de mélange additif (marqué + sur le schéma de la figure 2) , est un additionneur à résistances qui effectue la somme des signaux des (figures 3 a et 3 b) .

 

Nous considérons que pour deux lignes consécutives, les signaux de chrominance sont pratiquement identiques.

 

Le résultat de cette somme est représenté à la (figure 3 c) . Nous constatons que les informations rouge sont en opposition de phase et qu’elles s’annulent. Les informations bleu sont en phase et elles s’ajoutent.

 

En sortie du mélangeur additif, nous obtenons donc uniquement des informations bleu, dont la phase correspond à la phase de référence et dont l’amplitude est égale à deux fois l’amplitude de la composante bleu contenue  dans une ligne.

 

Le mélangeur soustractif (marqué – sur le schéma de la figure 2) est également un additionneur à résistances qui effectue la somme des signaux représentés aux (figure 3 b et 3 c) . Ce mélangeur est appelé soustractif car il utilise le signal de la voie directe inversé de 180° (- R et – B).

 

Les informations bleu sont égales et en opposition de phase donc elles s’annulent.

 

Les informations rouge sont en phase (+ 90° ou – 90°) et elles s’ajoutent.

 

Nous obtenons donc uniquement les informations rouge. Leur amplitude est le double de celle contenue dans une ligne et la phase est de + 90° pour une ligne et – 90° pour la ligne suivante.

 

Il est à noter que nous pourrions aboutir au même résultat en inversant le signal retardé et en faisant le mélange du signal retardé inversé et du signal direct.

 

Nous retrouvons en sortie des mélangeurs des signaux rouge et bleu dont les phases respectives sont identiques à celles qu’ils avaient au moment de la modulation dans l’émetteur (figure 4) .

 

Pour effectuer une démodulation correcte, il faut que les informations aient une même phase. Pour cela, il faut donc modifier la phase des informations rouge. A la ligne deux, par exemple, le vecteur 2R subira un déphasage de – 90°, il sera donc en concordance avec la phase d’origine (0°), à la ligne 3, le vecteur 2R devra être déphasé de + 90° et ainsi de suite.

 

La (figure 5) montre la remise en phase des informations rouge qui est effectuée par le commutateur + 90°, - 90° du schéma synoptique de la (figure 2) .

 

Nous retrouvons ainsi les informations 2R et 2B en phase avec la phase de référence.

 

Pour que les deux démodulateurs synchrones puissent effectuer la démodulation, il faut régénérer la sous porteuse qui avait été supprimée à l’émission.

 

C’est le rôle de l’oscillateur asservi à 4,43 MHz indiqué à la (figure 2) . Cet oscillateur délivre en fait deux signaux en opposition de phase qui seront appliqués aux deux démodulateurs synchrones. L’un à la phase 0°, l’autre à la phase 180°.

 

Nous venons de voir que le signal rouge subit un déphasage de + 90° ou – 90° toutes les lignes. Cette opération est assez délicate à réaliser et très souvent, pour remettre les informations en phase, les constructeurs font appel à une autre solution qui est décrite par le schéma synoptique de la (figure 6) .

 

Les informations bleu subissent un déphasage permanent de + 90° obtenu soit avec un réseau RC, soit avec un circuit accordé LC dont on règle l’amortissement avec une résistance montée en parallèle.

 

Les informations rouge sont transmises sans déphasage pour les lignes où l’information d’origine à une phase de + 90° et avec un déphasage de + 180° pour les lignes où l’information d’origine à une phase de – 90°.

 

Ainsi, les informations ont toutes un déphasage de + 90°.

 

La (figure 7) indique les différentes modifications de phase produites par le déphaseur + 90° et le commutateur déphaseur 0°, + 180° de la (figure 6) .

 

Les vecteurs en pointillés indiquent les phases des informations telles qu’elles sont reçues. Les vecteurs en traits pleins montrent les phases des informations rouge et bleu après traitement.

 

Bien que paraissant plus compliquée, cette solution est plus simple à réaliser que la précédente.

 

En effet, pour obtenir la commutation 0°, + 180°, il suffit d’appliquer le signal sur la base d’un transistor monté avec des charges équilibrées et de prélever le signal soit sur le collecteur (déphasage 180°), soit sur l’émetteur (déphasage 0°).

 

Dans ce cas précis, l’oscillateur à 4,43 MHz doit fournir, pour que les démodulateurs fonctionnent correctement, deux signaux symétriques mais avec des phases de + 90° et – 90°.

 

Un circuit extracteur permet de prélever les salves (Burst), situées 5,6 ms après le début des tops de synchronisation lignes.

 

Ces salves sont envoyées au circuit d’identification et portier qui joue les rôles suivants :

 

·        Fermeture des voies chrominance rouge et bleu en cas d’absence de salves

·        Remise au pas de la bascule commandant le système de remise en phase des informations rouge

·        Contrôle de la fréquence et de la phase des signaux délivrés par l’oscillateur de régénération de la sous porteuse à 4,43 MHz

 

III – Platine de décodage PAL à transistors

 

Le schéma synoptique de cette platine de décodage PAL est représenté (figure 8) . On reconnaît le schéma classique d’un démodulateur PAL utilisant une ligne à retard.

 

La vidéo composite (luminance + chrominance) en provenance des étages FI est appliquée à un circuit extracteur de la sous porteuse.

 

Il s’agit en fait d’un circuit à bande étroite qui ne laisse passer que les fréquences utilisées pour les informations de chrominance.

 

Ces informations sont amplifiées par un amplificateur accordé puis appliquées à la ligne à retard de 64 ms.

 

Les informations directes (Vd) et retardée (Vr) sont ensuite injectées dans deux circuits mélangeurs.

 

Le premier, marqué par un signe +, effectue la somme vectorielle des informations directes et retardées et permet d’obtenir les informations bleu.

 

Le second, marqué d’un signe -, effectue une différence vectorielle et restitue les informations rouge.

 

Les informations bleu subissent un déphasage permanent de + 90°. Les informations rouge passent à travers in inverseur de phase (0°, 180°) fonctionnant à la fréquence ligne, de façon à obtenir des informations bleu et rouge en phase.

 

Les signaux ainsi obtenus sont amplifiés puis appliqués aux démodulateurs synchrones.

 

Pour effectuer cette détection, il faut restituer la sous porteuse qui avait été supprimée à l’émission. C’est le rôle de l’oscillateur à 4,43 MHz. Cet oscillateur est asservi en phase et en fréquence par les salves (Burst).

 

Ces dernières, extraites des informations de chrominance, commandent le comparateur de phase, pilotant l’oscillateur à 4,43 MHz et le portier.

 

Ce dernier étage reçoit les salves et les impulsions de retour ligne et commande l’ouverture ou la fermeture des deux amplificateurs de chrominance bleu et rouge.

 

Le multivibrateur bistable synchronisé par la fréquence ligne, pilote l’inverseur de phase 0°-180°. Nous allons voir maintenant le fonctionnement détaillé de chacun de ces étages. Le schéma complet de la platine de décodage PAL est donné à la (figure 9) .

 

1)    Amplificateur de chrominance

 

L’amplificateur de chrominance est constitué par les circuits des transistors Q1, Q2, Q3 et Q4.

 

La vidéo composite issue de la platine FI arrive sur la broche 6 de la platine.

 

Le filtre de bande constitué par C1, C70, R1 et L1 permet d’extraire les signaux de chrominance du signal vidéo.

 

Les informations de couleurs sont appliquées à travers C3 à la base de Q1 qui amplifie le signal.

 

Il est à noter que le gain de cet étage est contrôlé par une tension de correction (ACC = automatique contrôle couleurs). Nous verrons par la suite comment cette tension d’ACC est produite.

 

Le transistor Q2, monté en collecteur commun, assure l’adaptation d’impédance entre Q1 et Q3.

 

Q3 et Q4 amplifient les informations de couleurs qui sont appliquées, d’une part, à la ligne à retard 64 ms (voie retardée, Vr) et d’autre part, au circuit de correction d’amplitude et de mise en forme constitué par L3, C10, R23 et P24 (voie directe Vd).

 

Sur le curseur du potentiomètre P24, nous obtenons les informations directes.

 

La ligne à retard 64 ms est équipée en sortie d’un enroulement à point milieu.

 

A la borne supérieure de l’enroulement, apparaît un signal retardé en phase avec le signal direct.

 

A la borne inférieure apparaît un signal retardé en opposition de phase avec le signal direct.

 

2)    Circuits de mélange additif et soustractif

 

Ces circuits sont très simples et se résument à peu de chose. Le mélange additif est effectué par les résistances R39 et R26.

 

D’un côté de la résistance R26 (point bas), nous avons le signal direct, au point haut de la résistance R39 est appliqué le signal retardé non déphasé.

 

La combinaison des deux signaux ne laisse subsister que les informations bleu au point commun des résistances R26 et R39.

 

Ces informations sont amplifiées par Q5 et Q6 et subissent un déphasage de 90° dans le circuit accordé constitué par L4, C14 et P34.

 

De la même façon, le mélange soustractif est effectué par les résistances R25 et R38.

 

Ces deux éléments reçoivent d’un côté le signal direct et de l’autre, le signal retardé en opposition de phase avec le signal direct.

 

La différence des deux signaux prélevés au point commun des deux résistances R25 et R38 correspond aux signaux de chrominance rouge.

 

3)    Inverseur de phase et multivibrateur

 

L’inverseur de phase du signal rouge est constitué par le transistor Q9 et les diodes D12 et D13 (figure 10) .

 

Le transistor Q9 est monté en déphaseur à charge répartie (R60, R61 et P58). Le potentiomètre P58 permet d’équilibrer les deux sorties prélevées sur le collecteur et l’émetteur de Q9.

 

Le signal prélevé sur le collecteur est toujours déphasé de 180° par rapport à celui appliqué sur la base, alors que le signal recueilli sur l’émetteur est toujours en phase avec le signal de la base.

 

Les diodes D12 et D13 montées en sens inverse permettent de choisir alternativement l’une ou l’autre des sorties pour obtenir une information rouge qui sera toujours en phase avec l’information bleu. La conduction des diodes D12 et D13 est commandée par le multivibrateur.

 

Le multivibrateur constitué par les transistors Q13 et Q14 est du type bistable. Il est commandé par les impulsions de retour lignes arrivant sur la broche trois du circuit imprimé.

 

Les impulsions de commande de l’inverseur de phase sont prélevées sur le collecteur de Q13 et transmises par C53, R97, R62 et R63.

 

Si le multivibrateur envoie une impulsion positive au point commun des résistances R62 et R63, la diode D13 conduit et la diode D12 est bloquée.

 

Dans ce cas, c’est le signal présent sur l’émetteur de Q9 qui est transmis (déphasage = 0°).

 

Au contraire, quand l’impulsion en provenance du multivibrateur est négative, la diode D12 est conductrice et c’est le signal prélevé sur le collecteur de Q9 qui est transmis (déphasage = 180°).

 

La self L9 permet d’écouler à la masse des résidus de fréquence lignes produits par les tensions de commutation des deux diodes.

 

Le signal de chrominance rouge est ensuite amplifié par Q10 avant d’être appliqué au détecteur.

 

 

Le circuit accordé constitué par L10, C35 et P68 permet d’ajuster la phase afin d’obtenir une concordance parfaite avec le signal bleu.

 

4)    Détecteurs B – Y et R – Y

 

Les deux détecteurs sont constitués par les diodes D4 et D5 et les résistances R36, R37 pour le détecteur B – Y et par les diodes D14 et D15 et les résistances R70 et R71 pour le détecteur R – Y.

 

Le détecteur B – Y reçoit :

 

·        Les informations bleu délivrées par Q6

·        Deux signaux en opposition de phase, représentant la sous porteuse à 4,43 MHz et prélevés de chaque côté de L12. Ces signaux sont appliqués aux diodes du détecteur par les condensateurs C17 et C18.

 

De même, le détecteur R – Y est alimenté par les informations rouge en provenance de Q10 et par les deux signaux déphasés de 180° représentant la sous porteuse et transmis par C37 et C38.

 

En sortie des détecteurs, nous trouvons les selfs d’arrêts L5 et L6 permettant d’éliminer les résidus de sous porteuse qui pourraient subsister dans les signaux (B – Y) et (R – Y).

 

Les informations de couleurs ainsi obtenues sont ensuite transmises au circuit de matriçage qui sont absolument identiques à ceux que nous avons examinés dans les platines de décodage SECAM.

 

5)    Circuit d’extraction des salves et circuit ACC

 

Le système d’extraction des salves est essentiellement constitué par les circuits du transistor Q8 (figure 9) et (figure 11). Ce dernier reçoit le signal de chrominance prélevé sur le collecteur de Q3.

 

Les impulsions positives de retour ligne arrivant sur la broche deux du circuit imprimé sont légèrement intégrées par le circuit RC (R40-C20), puis écrêtées à + 17 volts par les diodes D6 et D7.

 

L’impulsion positive ainsi obtenue est appliquée par D8, R42, R43 et C23 à la base de Q8 qui conduit uniquement pendant la durée de l’impulsion.

 

Comme le temps de conduction du transistor correspond au temps de passage de la salve (Burst), celle ci est amplifiée et nous pouvons la recueillir sur le circuit accordé (L8-C25-C26) placé dans le circuit collecteur de Q8.

 

En même temps, l’impulsion positive à la fréquence ligne est appliquée sur la cathode de la diode D2. Celle ci se bloque et empêche le passage de la salve vers les circuits de chrominance.

 

La self L7 sert de self d’arrêt et évite ainsi que les signaux de chrominance soient détectés par la diode D8 et le condensateur C20.

 

Les salves prélevées entre C25 et C26 sont appliquées sur la base de Q7 après écrêtage a – 0,7 volt des alternances négatives du signal par D9.

 

Les alternances positives sont amplifiées par Q7 puis filtrées par C21-C22 et R41. Du fait de l’inversion provoquée par le transistor Q7, nous obtenons aux bornes du condensateur C21 une tension continue qui diminue lorsque l’amplitude des salves augmente, et au contraire qui augmente lorsque l’amplitude des salves diminue.

 

Cette tension continue permet de modifier automatiquement la tension de polarisation du transistor Q1 et agit comme une tension de CAG classique.

 

6)    Générateur de sous porteuse

 

L’oscillateur permettant de régénérer la sous porteuse supprimée à l’émission est constitué par les circuits du transistor Q16.

 

Il s’agit en fait d’un oscillateur à quartz asservi en fréquence et en phase. Le transistor Q17 assure l’amplification de la sous porteuse régénérée, délivrée par l’oscillateur.

 

Aux bornes de l’enroulement L12 à prise médiane, on trouve deux signaux en opposition de phase (+ 90° et – 90°).

 

L’asservissement s’effectue grâce à la diode varicap D22. Nous savons que cet élément présente une capacité qui varie en fonction de la tension appliquée à ses bornes.

 

Voyons maintenant comment s’effectue la correction en fréquence et en phase. La (figure 12) montre le schéma du détecteur de phase et les signaux délivrés.

 

Les salves sont appliquées à un détecteur de phase constitué par les diodes D10 et D11, les résistances R50, R51, R52, R53, R54 et R55 et les condensateurs C28 et C29.

 

La branche constituée par R51, C28, C29 et R52 ne joue aucun rôle dans le fonctionnement du générateur de sous porteuse, mais sert uniquement pour le circuit portier.

 

De chaque côté du comparateur de phase, on applique les signaux de sous porteuse prélevés aux bornes de l’enroulement L12.

 

Ce comparateur de phase délivre une tension continue proportionnelle à l’écart de phase entre le signal d’entrée (salves) et la sous porteuse.

 

Il est à noter qu’une variation de la sous porteuse régénérée se traduit instantanément par une variation de phase.

 

Lorsque la salve a une phase de + 135°, le détecteur délivre au point C une tension continue positive pendant toute la durée du passage de la salve.

 

Lorsque la salve a un déphasage de – 135° (ligne suivante), le détecteur fournit au point C une tension continue négative de durée et d’amplitude équivalente au cas précédent.

 

Nous obtenons ainsi une succession de créneaux positifs et négatifs suivant la phase des salves.

 

Au point B, le phénomène est identique mais les créneaux sont fortement intégrés par les condensateurs C28 et C29. La tension en B prend une forme sinusoïdale qui sera utilisée pour la commande du portier.

 

La tension prélevée au point C est appliquée à un circuit intégrateur (C58, C59 et R103) placé dans la base du transistor Q15.

 

La tension de collecteur de Q15 alimente à travers R109 la diode varicap D22 qui fait varier la fréquence et la phase de l’oscillateur. Plusieurs cas peuvent se présenter :

 

a)    La fréquence de la sous porteuse est égale à celle des salves et les phases sont correctes

 

Les créneaux positifs et négatifs du point C ont la même amplitude.

 

L’intégration de ces créneaux donne une tension résultante nulle et sur le collecteur de Q15, nous trouvons une tension moyenne qui, appliquée à la diode varicap, maintient l’oscillateur à la fréquence exacte.

 

b)    La fréquence délivrée par l’oscillateur décroît et se traduit au départ par une variation de phase

 

Les créneaux négatifs deviennent plus grands en amplitude que les créneaux positifs.

 

Après intégration, nous obtenons une tension résultante négative qui, appliquée sur la base de Q15, diminue la conduction de ce dernier.

 

Il en résulte une augmentation du potentiel de Q15 qui se rapproche de la tension d’anode de D22.

 

La diode varicap D22, ayant à ses bornes une tension moins élevée, présente une capacité plus faible et la fréquence de l’oscillateur augmente.

 

c)     La fréquence de l’oscillateur augmente

 

Les créneaux positifs deviennent plus grands que les créneaux négatifs.

 

La tension résultant de l’intégration est positive, Q15 conduit plus et sa tension collecteur diminue.

 

La diode D22 présente alors une capacité plus forte et la fréquence de l’oscillateur diminue.

 

Nous constatons que dans tous les cas, les écarts de fréquence ou les variations de phase de l’oscillateur sont compensés par l’action du comparateur de phase, du circuit intégrateur, du transistor Q15 et de la diode D22 qui constituent une véritable boucle d’asservissement.

 

7)    Système portier

 

Le portier est constitué par les circuits des transistors Q11 et Q12.

 

Le transistor Q11 reçoit sur sa base la tension sinusoïdale provenant du point B du comparateur de phase (figure 12) . Cet amplificateur appelé amplificateur à effet de volant (grâce à L11) délivre une tension sinusoïdale de fréquence égale à la moitié de la fréquence ligne.

 

Cette tension est appliquée au point commun des diodes D16 et D17 montées en comparateur de phase avec R86 Et R87. Le comparateur reçoit également les signaux carrés en opposition de phase provenant des collecteurs de Q13 et Q14 formant le multivibrateur à fréquence demi ligne.

 

Sur la base de Q12, on applique à travers R81 et C45 les impulsions positives de retour lignes.

 

En présence d’une émission couleurs, les salves sont présentes et le deuxième comparateur de phase (D16-D17) est alimenté par la tension sinusoïdale délivrée par Q11.

 

Au point commun de R86 et R87, le comparateur délivre une tension continue négative légèrement sinusoïdale, qui annule les impulsions positives de retour lignes. Q12 est bloqué par cette tension négative et les voies chrominances (Q5 et Q10) sont ouvertes.

 

En l’absence de salves, c’est à dire au cours d’une émission en noir et blanc, la tension sinusoïdale est inexistante et le comparateur de phase délivre une tension nulle. En effet, les deux signaux issus du multivibrateur, étant en opposition de phase s’annulent.

 

Les impulsions positives de retour lignes appliquées sur la base de Q12 débloquent ce dernier qui voit son potentiel collecteur diminuer rapidement.

 

Cette variation négative est transmise par la diode D18 à la base de Q5 qui se bloque. Le blocage de Q5 est prolongé pendant la durée de la ligne par la charge du condensateur C12. La tension émetteur de Q5 devient pratiquement nulle et les deux transistors Q6 et Q10 se bloquent également. Les voies chrominances (B – Y) et R – Y) sont donc fermées.

 

Ce dispositif permet également la remise en phase du multivibrateur. Si les signaux carrés délivrés par le multivibrateur n’ont pas la bonne phase, la tension délivrée par le comparateur devient pratiquement nulle.

 

Q12 est débloqué par la première impulsion ligne qui arrive. La variation négative de la tension collecteur de Q12 est transmise par D19 à la base du transistor Q13 qui remet le multivibrateur en phase (remise au pas de la bascule).

 

A la ligne suivante, le multivibrateur délivrant deux signaux de phase correcte, la tension négative réapparaît en sortie du comparateur et Q12 est bloqué à nouveau. Les voies chrominances sont passantes et tout se déroule normalement.

 

IV – Platines de décodage PAL – SECAM à circuits intégrés

 

1)    Décodeur équipé des circuits intégrés TCA 640-TCA 650-TCA 660-TBA 540

 

Nous connaissons déjà les trois premiers de ces circuits que nous avons examinés dans le chapitre traitant du décodage SECAM. Ces circuits possèdent des commutations internes leur permettant de s’adapter au système PAL. Nous allons voir maintenant les différentes fonctions réalisées par chacun de ces circuits lorsqu’ils sont utilisés en décodage PAL. La (figure 13) illustre le fonctionnement synoptique d’un tel décodeur PAL.

 

a)    Circuit intégré TCA 640

 

Les circuits de chrominance sont injectés à l’entrée du circuit intégré TCA 640 qui comporte les fonctions suivantes :

 

·        Commutateur PAL-SECAM

·        Amplificateur de chrominance à gain commandé

·        Multivibrateur à demi fréquence ligne

·        Détecteur extracteur de salves de couleurs (Burst)

·        Circuits de nettoyage (Blanking)

 

Le schéma synoptique du circuit intégré TCA 640, utilisé en système PAL, est donné à la (figure 14) .

 

Le commutateur PAL / SECAM est commandé par une tension continue (+ 12 volts en PAL, 0 volt en SECAM).

 

Le commutateur est chargé soit de modifier le comportement de certains circuits (par exemple, il met hors service les limiteurs de l’amplificateur de chrominance devenus inutiles en PAL), soit de mettre en service des fonctions inopérantes en système SECAM.

 

Le gain de l’amplificateur de chrominance est commandé par le circuit ACC (automatique contrôle couleurs). Ce dernier reçoit une tension continue fabriquée dans le TBA 540, proportionnelle à l’amplitude des salves. Ces circuits se comportent comme un système de commande automatique de gain classique.

 

Les circuits de nettoyage reçoivent les impulsions lignes et trames et éliminent le souffle pendant les retours lignes et trames.

 

Dans ces circuits, nous trouvons également un circuit portier commandé par une tension de commande provenant des circuits d’identification du TBA 540 et transmise sur la même ligne que la tension d’ACC.

 

Ce circuit portier ferme la voie chrominance lorsque l’émission est en noir et blanc ou lorsque le niveau de réception couleurs est trop faible.

 

Le circuit extracteur de salves prélève les informations de Burst dans les signaux de chrominance et les transmet aux circuits d’identification du circuit intégré TBA 540.

 

Enfin, dans le TCA 640, nous trouvons le multivibrateur bistable fonctionnant à la moitié de la fréquence ligne. Le signal carré délivré par ce multivibrateur commande l’inverseur 0°-180° du signal rouge situé dans le circuit intégré TCA 650.

 

b)    Circuit intégré TBA 540

 

Ce circuit intégré dont le schéma synoptique est donné (figure 15) sert exclusivement en système PAL. Il est utilisé pour reconstituer la sous porteuse couleurs qui a été supprimée à l’émission et pour fabriquer les tensions d’identification et de contrôle automatique de couleurs (ACC).

 

Il comporte les fonctions suivantes :

 

·        Un oscillateur à quartz à 4,43 MHz

·        Un étage à réactance contrôlant la fréquence et la phase de l’oscillateur

·        Un détecteur de phase des salves

·        Un démodulateur synchrone à 7,8 kHz produisant la tension d’ACC

·        Un amplificateur de tension ACC

·        Un étage détecteur de couleurs

 

Pour générer les sous porteuses de référence nécessaires aux démodulateurs synchrones, le circuit intégré TBA 540 contient un oscillateur piloté par un quartz extérieur et un étage à réactance commandé par un détecteur de phase des salves de couleurs (Burst).

 

L’étage à réactance se comporte comme un condensateur variable qui viendrait modifier la fréquence d’accord du quartz de façon à ce que les signaux de sous porteuse produits par l’oscillateur concordent en fréquence et en phase avec les salves de couleurs.

 

Le détecteur de phase compare la phase de sortie des signaux de l’oscillateur avec celle de la salve de couleurs issue du circuit intégré TCA 640. Il délivre deux ondes carrés symétriques à la demi fréquence ligne (7,8 kHz) dont l’amplitude est proportionnelle à l’amplitude des salves de couleurs.

 

En comparant les deux signaux à 7,8 kHz au signal rectangulaire provenant du multivibrateur du TCA 640, dans le démodulateur synchrone, on obtient un signal d’identificateur et une tension de contrôle automatique de la couleur (ACC).

 

Ces deux informations, après amplification, sont transmises au circuit intégré TCA 640. Le signal d’identification permet de remettre au pas correct s’il y a lieu et de bloquer la voie chrominance en cas d’émission noir et blanc. Il peut être également utilisé pour mettre en service un réjecteur chrominance dans la voie luminance. Le signal ACC contrôle le gain de l’amplificateur de chrominance du TCA 640.

 

c)     Circuit intégré TCA 650

 

La (figure 16) donne le schéma synoptique de ce circuit intégré, nous reconnaissons le schéma classique d’un démodulateur PAL.

 

Nous retrouvons les fonctions :

 

·        Commutateur PAL / SECAM

·        Mélangeurs additifs et soustractifs + et –

·        Démodulateurs synchrones R – Y et B – Y

·        Inverseur de phase R – Y (0°-180°)

·        Deux commutateurs électroniques

 

Les deux commutateurs électroniques permettent de transformer les démodulateurs SECAM en démodulateurs Synchrones PAL et de diriger les signaux de sous porteuse régénérée avec des phases correctes sur ces mêmes démodulateurs.

 

En réception PAL, les signaux directs et retardés provenant de la ligne à retard arrivent aux entrées un et trois. Le commutateur PAL / SECAM dirige les informations de chrominance vers les mélangeurs additifs et soustractifs de façon à séparer les composantes R – Y et B – Y.

 

Le commutateur deux met en service l’inverseur de phase 0°-180° du signal rouge. L’interrupteur 0°-180° est commandé par le signal carré provenant du multivibrateur situé dans le TCA 640.

 

Les signaux de chrominance sont ensuite transmis aux deux démodulateurs qui reçoivent également la sous porteuse régénérée via le commutateur un. En sortie (broche dix et douze), nous obtenons les signaux B – Y et R – Y démodulés.

 

d)    Circuit intégré TCA 660

 

Ce circuit intégré a été décrit dans le chapitre précédent.

 

A ce stade du décodage, les signaux de chrominance R – Y et B – Y sont identiques en PAL et en SECAM. Les circuits qui suivent le circuit intégré TCA 650 sont les mêmes pour les deux systèmes.

 

Pour mémoire, nous citerons les fonctions réalisées par le circuit intégré TCA 660 :

 

-         Circuit de luminance

 

·        Commande luminosité et contraste

·        Restitution du niveau du noir

·        Effacement pendant les retours lignes

 

-         Circuit de chrominance

 

·        Matriçage du vert

·        Commande de saturation

·        Amplificateurs R – Y, B – Y et V – Y

 

La (figure 17) donne un exemple de décodeur PAL / SECAM dans lequel nous retrouvons aisément les éléments qui viennent d’être décrits.

 

2)    Décodeur PAL / SECAM équipé des circuits intégrés : TEA 5630-TEA 5620-TEA 5030

 

a)    Circuit intégré TEA 5630

 

Le circuit intégré TEA 5630, dont le schéma synoptique est donné à la (figure 55) du chapitre 22(décodeurs SECAM), réuni toutes les fonctions existantes dans un décodeur SECAM depuis le circuit cloche et jusqu’à la sortie des démodulateurs B – Y et R – Y.

 

Il possède, en outre, des circuits de commutation PAL / SECAM permettant de désactiver les circuits SECAM et de déconnecter le circuit cloche et la ligne à retard.

 

b)    Circuit intégré TEA 5620

 

Dans ce circuit, ont été réunies toutes les fonctions d’un décodeur PAL. La (figure 18) donne le schéma synoptique du circuit intégré TEA 5620.

 

Nous trouvons, après le circuit d’extraction des signaux de chrominance, deux amplificateurs. Le premier est à gain variable, commandé par le circuit d’ACC (contrôle automatique de couleurs). Le second amplifie les signaux afin d’attaquer la ligne à retard avec un signal suffisant.

 

Les voies directes et retardées sont appliquées aux circuits de mélange additif et soustractif qui séparent les composantes rouge et bleu.

 

Les signaux de chrominance de la voie directe sont également transmis au circuit détecteur de salves (Burst) chargé :

 

·        D’une part, d’asservir l’oscillateur de régénération de sous porteuse

·        D’autre part, d’asservir un comparateur de phase

 

Ce dernier circuit fournit au générateur de tension de contrôle couleurs et au système portier, des informations concernant la présence de couleurs et l’amplitude des signaux de chrominance.

 

L’oscillateur asservi, piloté par un quartz extérieur, délivre deux signaux symétriques de sous porteuse.

 

La bascule à demi fréquence ligne, pilotée par les tops de retour lignes, actionne le commutateur PAL.

 

Notons que dans ce circuit intégré, il n’existe pas de commutateur 0°-180° pour la voie R – Y. C’est le commutateur PAL qui agit directement sur la phase des signaux de sous porteuse transmis aux deux démodulateurs.

 

Enfin, nous trouvons les deux démodulateurs qui délivrent les signaux de chrominance démodulés B – Y et R – Y.

 

Ces informations seront ensuite transmises soit à un circuit intégré TCA 660 que nous connaissons déjà, soit à un autre circuit intégré du type TEA 5030.

 

c)     Circuit intégré TEA 5030

 

Ce circuit intégré utilisable en système PAL et en système SECAM, présente une grande analogie avec le circuit intégré TDA 3501.

 

Le schéma synoptique du circuit intégré TEA 5030 est donné par la (figure 19) . Nous trouvons les fonctions suivantes :

 

·        Régulateur de tension continue interne (neuf volts)

·        Amplificateur inverseur vidéo (- Y)

·        Nettoyage du signal Y

·        Contrôle de lumière

·        Contrôle de contraste

·        Contrôle de saturation

·        Amplificateurs R – Y et B – Y

·        Matriçage du vert

·        Matriçage RVB

·        Amplificateurs RVB pour signaux provenant de la péritélévision

·        Etage de sortie RVB à contrôle automatique de cut off et circuits de clamp

 

La voie luminance est constituée par un premier amplificateur inverseur dont le gain en tension est égal à trois. Cet amplificateur permet d’attaquer avec un niveau correct, la ligne à retard luminance et de compenser ainsi les pertes subies dans cet élément. Le signal Y retardé est appliqué à un deuxième amplificateur constitué par deux étages d’amplification.

 

Le premier étage voit son gain contrôlé par le circuit de contrôle de contraste. Le second modifie la position du signal Y par rapport à la référence 0 volt et permet ainsi de jouer sur la luminosité de l’image. Notons également que ce dernier étage reçoit, outre la commande de lumière, une impulsion ligne permettant d’effectuer un clamp tous les débuts de ligne.

 

Au point 18 est connecté un condensateur (non représenté sur la figure 19) qui conserve une charge pratiquement constante pendant toute la durée de la ligne et restitue ainsi la composante continue au niveau du noir.

 

Le signal de luminance Y, ainsi traité, est ensuite appliqué aux circuits de matriçage RVB.

 

La voie chrominance est constituée par deux amplificateurs (R – Y et B – Y) dont le gain est contrôlé par l’étage de commande de saturation des couleurs.

 

Les signaux R – Y et B – Y sont transmis aux circuits de matriçage afin d’obtenir V – Y et RVB.

 

Un étage d’amplification pour signaux RVB extérieurs, provenant de la prise péritélévision, est également inclus dans ce circuit. Le gain de ces amplificateurs est commandé par l'étage de contrôle du contraste.

 

Les signaux RVB sont transmis aux trois étages de sortie qui sont très particuliers dans ce type de circuit intégré. En effet, chaque circuit possède une entrée de contrôle permettant un contrôle automatique de cut off du tube cathodique dont nous verrons le principe de fonctionnement dans le chapitre suivant.

 

Enfin, nous trouvons un circuit qui reçoit les impulsions de Sand Castle et les impulsions de retour trames. Cet étage délivre aux circuits de luminance et de chrominance, les différentes impulsions nécessaires pour effectuer les restitutions du niveau du noir sur chacune des voies.

 

V – Circuits de verrouillage ou clamps

 

1)    Généralités

 

Un circuit de clamp est une forme particulière de l’alignement permettant de positionner un signal vidéo sur une tension de référence statique fixe ou réglable. Ce positionnement s’effectue à un moment déterminé : pendant le palier noir suivant le top de synchronisation ligne.

 

Le but du clamping est d’éviter, en noir et blanc des erreurs de gris, en couleurs des erreurs de teinte sur l’écran du récepteur.

 

Les platines de traitement de signaux sont très diverses. Suivant leur structure, une panne de circuit de clamp peut provoquer un écran tout blanc ou un écran tout noir. Parfois, des pannes de clamp ne sont pas perceptibles par l’usager. Il faudrait pour se rendre compte des défauts dans certains cas comparer simultanément deux récepteurs, ce qui se présente rarement chez l’usager. On rencontre des circuits de clamp sur la voie luminance et sur les voies R – Y, V – Y et B – Y et sur les voies RVB.

 

2)    Emplacement d’un circuit de clamp sur la voie luminance

 

Un circuit de clamp est situé après un condensateur de liaison (figure 20) . Quand il existe dans la chaîne d’amplification plusieurs condensateurs de liaison, le circuit de clamp est placé après le dernier condensateur : C2 (figure 21) . En l’absence de condensateur de liaison, il n’existe pas de circuit de clamp, nous verrons pourquoi plus loin.

 

3)    Justification de la présence d’un circuit de clamp

 

Que se passe t’il sans circuit de clamp dans le cas du schéma ci après (figure 22) :

 

La tension sur les cathodes du tube image est celle du collecteur de T2. Cette tension dépend directement de la tension de base de T2 et d’émetteur de T1 donc de la base de T1. Toute modification de la tension de base de T1 se répercute sur les cathodes du tube image.

 

Le circuit constitué par le potentiomètre de contraste, le condensateur C1 et l’impédance d’entrée de l’étage T1, est calculé avec une constante de temps grande devant la durée d’une ligne. Cela signifie que la tension aux bornes de C1 n’évolue pratiquement pas pendant la durée d’une ligne. Toutefois, l’information vidéo évolue en permanence en fonction de la scène télévisée.

 

Au bout d’un certain nombre de lignes, la charge du condensateur C1 évolue donc la tension sur la base de T1 évolue. Cela se traduit par un décalage du signal vidéo dans son ensemble, sur la base de T1, par rapport à zéro.

 

Si, par exemple, le signal s’élève par rapport à zéro, l’émetteur de T1 (monté en collecteur commun) suit cette évolution, et le collecteur de T2 suit également cette variation mais en phase inverse. Le décalage sur la base de T1 se retrouve sur le collecteur de T2, inversé en phase et multiplié par le gain en tension de T2, qui est de l’ordre de 20.

 

L’ensemble du signal sur les cathodes du tube image descend vers zéro. Cela se traduit par une diminution de la polarisation du tube image. Sur l’écran du récepteur, on observe un blanc plus intense, des gris plus clairs et un noir passant au gris sombre.

 

Sur une émission télévisée en noir et blanc, on dit qu’il se crée une erreur de gris. Il ne faut pas perdre de vue qu’un décalage de l’ordre du volts sur les cathodes du tube image apporte déjà une erreur de gris.

 

En considérant un gain de 20 pour l’étage T2, il suffit donc d’un décalage de  = 0,05 V sur la base de T1 pour provoquer l’erreur. La solution adoptée par les fabricants consiste à relier l’extrémité droite de C1, pendant quelques microsecondes, à une tension de référence à l’aide d’un interrupteur (figure 23) .

 

L’interrupteur doit être fermé pendant le durée du palier noir. On charge donc le condensateur à la tension de référence toutes les 64 microsecondes avant le début de l’information de luminance (constante de temps de charge courte).

 

La tension aux bornes du condensateur ne peut évoluer pendant la durée d’une ligne grâce à la grande constante de temps du circuit (constante de temps de décharge longue).

 

De ce fait, chaque analyse de ligne débute à partir du même niveau de tension et l’erreur de gris ne peut pas se produire.

 

4)    Principe de fonctionnement d’un circuit de clamp

 

Les procédés retenus sont très divers et ne sont limités que par l’imagination des concepteurs. On utilise comme interrupteur soit des circuits à diodes, soit des circuits à transistors.

 

a)    Réalisation et commande de l’interrupteur

 

La (figure 24) donne un exemple de montage classique, dans ce montage, l’interrupteur est constitué par deux diodes reliées tête bêche.

 

Pour fermer cet interrupteur, on applique sur les anodes une impulsion positive de durée, d’amplitude et de position convenable dans le temps : l’impulsion de clamp.

 

Pendant la conduction des diodes, C1 se charge à la tension présente sur C2 et déterminée par le pont de résistances R1 et R2.

 

Le circuit constitué par R3, C3 est un classique circuit d’accélération ou speed up. Le condensateur C3 permet le passage du front raide de l’impulsion. La résistance R3 limite le courant dans les diodes à une valeur correcte.

 

Le condensateur C1 se charge à travers les diodes. La résistance R4 fournit, si besoin était, un circuit de décharge à C1. Décharge rendue nécessaire au cas où la tension aux bornes de C1 augmenterait dans les conditions citées précédemment (voir à paragraphe trois).

 

b)    Tension de référence variable, potentiomètre de commande du niveau noir

 

La (figure 25) donne un exemple de montage courant de clamp sur le potentiomètre de lumière. La tension présente sur C2 est, dans le montage de la (figure 25) , variable et accessible à l’usager, à l’aide du potentiomètre P2.

 

Ce réglage décale la position du signal vidéo par rapport à zéro. Comme son action se concrétise pendant le palier noir, on parle de réglage de niveau noir. L’appellation courante, comme nous l’avons précisé dans les chapitres antérieurs, reste toutefois : réglage de lumière.

 

Les résistances R1 et R2 sont des résistances de butée destinées à maintenir sur C2 une tension convenable comprise entre des valeurs limites. Il est à remarquer que le condensateur C1 se charge bien à la valeur de tension présente sur C2, car les chutes de tension des diodes en conduction sont en opposition et se compensent mutuellement.

 

5)    Indépendance des réglages de contraste et de niveau du noir

 

L’action du potentiomètre de contraste modifie l’amplitude du signal vidéo luminance dans son ensemble.

 

Mais comme le palier noir est clampé sur le niveau de référence déterminé par le potentiomètre de niveau noir, le signal s’y développe de part et d’autre de cette valeur (figure 26) .

 

L’action du potentiomètre de réglage du niveau noir décale le signal vidéo par rapport à 0, mais n’influe évidemment pas sur l’amplitude du signal vidéo (figure 27) .

 

Les réglages de contraste et de niveau noir sont totalement indépendants l’un de l’autre. Au début de ce chapitre, nous avons précisé que dans le cas d’une chaîne d’amplification comportant plusieurs condensateurs de liaison, il existe un circuit de clamp après le dernier condensateur de liaison.

 

La raison paraît maintenant évidente : c’est au niveau du tube image lui même que chaque début d’analyse de ligne doit s’effectuer à partir du même niveau de tension. Le condensateur de liaison pouvant provoquer une altération d’aspect d’écran est celui qui précède l’amplificateur placé en dernière position. Celui la doit avoir sa sortie clampée, mais rien n’empêche un fabricant de clamper les sorties de condensateurs précédents.

 

Les circuits de clamp déterminent une polarisation, il convient de leur accorder une importance toute particulière, car, de leur bon fonctionnement dépend le résultat optimal sur l’écran du récepteur.

 

6)    Autres circuits de clamp

 

Il existe de nombreux montages. Pour illustrer cela, nous en proposons qui ne constituent que des exemples non limitatifs :

 

·        Circuit à une diode

·        Circuit à quatre diodes

·        Circuit à un transistor

 

a)    Circuit de clamp à une diode

 

La (figure 28) donne le schéma d’un circuit de clamp à une seule diode.

 

Le condensateur C1 se charge à la valeur crête de l’impulsion moins 0,6 volt de chute de tension dans la diode.

 

b)    Clamp à quatre diodes

 

La (figure 29) donne le schéma d’un circuit de clamp à quatre diodes.

 

Ce montage nécessite deux impulsions de clamp simultanées et de phases opposées. Entre le point A et B, on a 0 volt au moment de l’impulsion.

 

Le côté droit du condensateur de liaison C1 est verrouillé sur la tension de référence par deux trajets possibles D1-D3 ou D2-D4. Ces deux circuits permettent la charge ou la décharge de C1.

 

c)     Clamp à un transistor

 

La (figure 30) donne le schéma d’un circuit de clamp à un transistor.

 

Les jonctions base émetteur, base collecteur du transistor T se comportent comme des diodes, le raisonnement revient à celui du montage précédent.

 

7) Procédés de fabrication de l’impulsion de clamp

 

Les procédés retenus sont très variables suivants les fabricants et les générations de récepteurs chez un même fabricant. L’étude des schémas permet, toutefois, de dégager deux idées générales :

 

·        Les circuits utilisant des signaux de tension issus de la base de temps ligne et les tops de synchronisation ligne en provenance de l’étage séparateur.

·        Les circuits utilisant seulement des signaux issus de la base de temps ligne.

 

a)    Circuits utilisant des signaux de tension issus de la base de temps ligne et les tops de synchronisation ligne provenant de l’étage séparateur

 

-         Circuit à porte NON

 

La (figure 31) donne un exemple de circuit générateur d’impulsion de clamp, utilisant un circuit intégré regroupant plusieurs portes NON. Une seule porte est utilisée.

 

La (figure 31 b) est équivalente à la (figure 31 a) . Au lieu du circuit intégré de la figure 31 a, on peut très bien imaginer le transistor de la figure 31 b.

 

La base reçoit des tops de synchronisation ligne de 4,8 ms. Ces tops, amenés à amplitude convenable par le pont de résistances R1-R2, saturent le transistor et mettent le collecteur sensiblement au potentiel de la masse. Sans tops de synchronisation, le collecteur est à quelques volts.

 

Le transistor n’est rien d’autre qu’un interrupteur reliant la sortie S à la masse pendant la durée du top de synchronisation ligne.

 

Le processus d’élaboration de l’impulsion de clamp est le suivant (figure 32) :

 

La (figure 32 a) représente une ligne du signal vidéo luminance. L’oscillogramme de la (figure 32 b) est celui d’un signal de tension issu de la base de temps ligne.

 

Ce signal est au départ de la base de temps de grande amplitude : 300 volts crête à crête. Il se répartit sur une diode zener D1 connectée en série avec une résistance de 5,6 KW 2 W et, une résistance de 150W.

 

La diode zener écrête la partie positive du signal correspondant à son seuil de conduction. On obtient, à ce moment, un signal quasi rectangulaire (figure 32 c) d’une durée de 10,7 ms.

 

Le signal est réduit en amplitude par le rapport des deux résistances de 5,6 KW et 150 W.

 

Sur la résistance de 150 W, le signal présente une amplitude de quelques volts. Le collecteur du transistor n’est alimenté que pendant 10,7 ms.

 

Un top de ligne H (figure 32 d) issu de l’étage séparateur de synchronisation appliqué sur la résistance R1 (figure 31 a et b) rend conducteur le transistor et relis le point S à la masse pendant sa durée.

 

On obtient finalement  au point S (figure 32 a et b) un signal rectangulaire rigoureusement placé pendant le palier noir (figure 32 e) .

 

-         Circuits à transistor

 

La (figure 33) donne le schéma d’un circuit à transistor utilisant des signaux de tension issus de la base de temps ligne et les tops de synchronisation ligne provenant de l’étage séparateur.

 

Une impulsion provenant de la base de temps ligne alimente à travers une résistance de 10 KW le collecteur du transistor T (figure 34 a) . La partie négative de cette impulsion est évacuée à la masse par la diode D2. La partie positive est rabotée à + 12 volts à l’aide de la diode D1.

 

Sur le collecteur de T, on trouve alors un créneau de 12 volts d’amplitude et de 10,7 ms de durée (figure 34 b) .

 

A l’entrée, à travers un circuit d’accélération, puis à travers 100 nF, on applique à la base les tops de ligne venant de l’étage séparateur (figure 34 c) . Ces tops de ligne positifs saturent le transistor. Le collecteur est alors sensiblement à la masse uniquement pendant la durée du top ligne.

 

L’impulsion de clamp disponible au point S (figure 33) a alors une durée et une position correspondant au palier noir (figure 34 d) . Le condensateur de 7 picofarads, reliant base et collecteur de T, sert à parfaire la forme de l’impulsion de clamp.

 

b)    Circuit de fabrication d’impulsion de clamp utilisant seulement un signal de tension issu de la base de temps ligne

 

La (figure 35) donne le schéma d’un tel montage qui se distingue des autres par sa complexité.

 

Le principe consiste à utiliser une impulsion provenant d’un enroulement du transformateur de ligne (figure 36 b) . Cette impulsion est limitée à 8,2 volts crête  par la diode D1 (figure 36 c) .

 

Le transistor T1 (PNP) est normalement conducteur. Le courant collecteur circule dans la bobine L. L’apparition du créneau de 8,2 volts positif bloque T1.

 

Une oscillation s’amortissant très rapidement, se développe aux bornes de la bobine L donc sur le collecteur du transistor T1. La période de l’oscillation dépend de L et de C1 (figure 36 e) . La partie positive de cette oscillation rend conducteur le transistor T2. L’émetteur de T2 suit cette variation (figure 36 g) .

 

Il n’existe pas de signal sur l’émetteur de T2 au moment où s’établit la partie négative de l’oscillation puisque cela implique un blocage de T2. La partie positive de l’oscillation et le signal sur l’émetteur de T2 correspondant au palier noir.

 

T2 travaille en émetteur suiveur et transmet son information sur la base de T3 dont l’espace base émetteur nivelle l’amplitude à 0,7 volt (figure 36 i) .

 

Le collecteur de T3 inverse la phase de l’impulsion et la porte à 30 volts d’amplitude (figure 36 j) . L’impulsion présente sur le collecteur de T3 par l’intermédiaire de la résistance de 8,2 KW, rend T4 conducteur.

 

Dans ce montage, le transistor T4 sert d’interrupteur. Le condensateur de 220 nF se charge à une tension de 8 volts à travers la résistance interne de T4 pendant la conduction de ce dernier et conserve une charge pratiquement constante pendant toute la durée  de la ligne. Le condensateur C est chargé à travers la résistance de 15 kW à 8 volts également.

 

La raison d’être de la diode D2 n’est pas évidente. Elle sert à supprimer une sorte de rebond apparaissant en son absence (figure 36 h) .

 

Comme il a été déjà dit, le circuit de clamp sert à charger la sortie d’un condensateur de liaison à travers des diodes ou un transistor en un temps court pendant le palier noir.

 

Le circuit de décharge est conçu avec une constante de temps longue devant la durée d’une ligne. De ce fait, la tension du condensateur n’évolue pas et le signal est correctement transmis.

 

Il faut toujours attacher une grande importance aux circuits de clamp puisqu’ils assurent une polarisation.

 

Les circuits peuvent être simples ou complexes, mais leur but est toujours le même : verrouiller la sortie d’un condensateur de  liaison sur une tension de référence pour éviter des erreurs de gris ou de teinte. On rencontre ces circuits sur la voie luminance, sur les voies R -–Y, V – Y, B – Y et sur les voies RVB.

 

VI – Amplificateurs vidéo RVB

 

Dans un téléviseur couleurs, les amplificateurs RVB sont chargés de transformer les signaux de chrominance issus du décodeur, en des signaux aptes à commander les cathodes du tube image.

 

L’amplitude des signaux RVB appliquée sur les cathodes est de l’ordre d’une centaine de volts crête à crête. La bande passante, pour obtenir une bonne définition, doit être d’environ 5 MHz.

 

Nous avons déjà vu (chapitre 10) quels étaient les critères de fonctionnement d’un amplificateur vidéo, notamment au sujet des fréquences de coupure et de l’amplification.

 

1)    Amplificateur à charge résistive, en classe A

 

Le schéma simplifié d’un tel amplificateur vidéo est donné à la (figure 37) .

 

Le premier transistor Tr1, monté en collecteur commun, assure l’adaptation d’impédance entre la sortie du décodeur et l’entrée du transistor de puissance Tr2.

 

Nous avons constaté (chapitre 10) que la valeur de la résistance de charge RC du transistor Tr2 avait une grande influence sur la fréquence de coupure de l’amplificateur.

 

La valeur de cette résistance est le résultat d’un compromis entre le gain et la bande passante et elle est généralement comprise entre 2,7 kW et 4,7 kW.

 

Si l’on considère que la tension de repos est de 150 volts (correspondant au niveau du noir), le courant collecteur de Tr2 traversant la résistance RC = 2,7 kW est de :

 

I =    =         =   18,5 mA    =     0,0185 A

 

La puissance dissipée dans la résistance RC est de :

 

0,0185 x 50 = 0,925 watt

 

Et celle dissipée dans le transistor :

 

0,0185 x 150 = 2,775 watts

 

Ce qui donne une puissance totale dissipée dans l’étage de :

 

0,925 + 2,775 = 3,7 watts

 

Comme il faut trois amplificateurs pour les signaux RVB, la puissance totale dissipée par l’ensemble est de : 3,7 x 3 = 11,1 watts, ce qui est très important, comparée à la puissance nécessaire pour commander les cathodes. En effet, la charge présentée par le tube cathodique est essentiellement capacitive (CT) et l’énergie nécessaire pour commander les cathodes est négligeable.

 

Pour diminuer la puissance dissipée, on peut augmenter la valeur de la résistance RC, mais cela se fait au détriment de la bande passante et de l’amplitude des grands signaux car le signal de sortie se trouve limité par la constante de temps du circuit RC constitué par RC et CT.

 

Pour réduire la puissance dissipée et conserver une bande passante correcte, les constructeurs utilisent maintenant une charge active à la place de la résistance RC.

 

2)    Amplificateur à charge active, en classe A

 

La (figure 38) donne le schéma de principe d’un tel amplificateur vidéo.

 

Le transistor Tr1 constitue l’amplificateur proprement dit, alors que Tr2, monté en série dans le collecteur de Tr1 sert de charge. Tr2 est en fait monté en générateur de courant constant.

 

Calculons le courant qui traverse la résistance R3 et qui correspond, en négligeant le courant de base, au courant collecteur de Tr2. Ce courant est égal à la tension VR3 aux bornes de la résistance R3 divisée par la valeur de R3 :                   I  =    

 

VR3 est égal à la tension VA au point A, moins la tension VBE :  

 

I  =

 

VA est donné par les valeurs du pont de résistances constitué par R1 et R2 :

 

VA = V0 x  d’où         I  =             , V0, VBE, R1, R2 et R3 étant des constantes, le courant I est également constant.

 

Le courant I se partage au point B en deux courants I1 et I2. I1 est le courant collecteur de Tr1 et I2 traverse la résistance R4. La tension utile (celle qui commande la cathode du tube cathodique) apparaît au point B et est égale à :

 

VB = R4 x I2 = VCE1 + (R5 x I1)

 

Contrairement au circuit précédent qui nécessitait une résistance de charge de faible importance donc un courant important, dans ce montage, la tension utile apparaît aux bornes de R4 qui peut prendre une valeur beaucoup plus élevée puisqu’elle est montée en dérivation par rapport au transistor Tr1.

 

Prenons un exemple chiffré : Tr2 est polarisé de façon à délivrer un courant constant de 4 mA. La tension au point B correspondant au niveau du noir est de : VB = 150 volts.

 

Dans ces conditions, le transistor Tr1 conduit faiblement (VCE1 élevé) et le courant I2 est très supérieur à I1.

 

Prenons par exemple : I2 = 3 mA et I1 = 1 mA, la résistance R4 aura pour valeur :     R4   =       =      =    50 kW.

 

Lorsque l’on doit reproduire un blanc intense, la tension au point B est d’environ 50 volts. Le transistor Tr1 conduit plus (VCE1 faible) et le courant I1 est plus grand que le courant I2 (I2 = 1 mA, I1 = 3 mA par exemple).

 

Nous obtenons entre ces deux cas extrêmes, une variation de tension de l’ordre de 100 volts qui est largement suffisante pour commander les cathodes du tube cathodique.

 

Il est à noter que la puissance dissipée par l’étage est de : 200 x 0,004 = 0,8 watt, soit pour les trois étages RVB une puissance totale de 0,8 x 3 = 2,4 watts.

 

Cette diminution de puissance par rapport à un amplificateur à charge résistive permet d’utiliser des transistors de faible puissance et diminue d’environ dix watts la puissance consommée par le récepteur.

 

3)    Amplificateur à charge active commandée

 

Le montage, représenté (figure 39) , est dérivé du précédent. Le transistor Tr2 (PNP) est commandé par le signal vidéo traversant le condensateur C1. Il se comporte maintenant comme un générateur de courant variable, en fonction de l’amplitude du signal vidéo.

 

Les signaux de commande sur la base de Tr1 et sur la base de Tr2 sont en phase. Une augmentation du signal vidéo se traduit par un accroissement de la conduction de Tr1 et une diminution du courant délivré par Tr2.

 

Il en résulte une forte diminution de I2 et donc une faible tension aux bornes de R4. Au contraire, lorsque le signal vidéo de commande diminue, tr1 conduit moins, Tr2 conduit plus et le courant I2 est beaucoup plus important.

 

En conclusion, nous pouvons dire que ce montage permet d’obtenir des tensions de sorties élevées tout en mettant en jeu des courants plus faibles que dans le circuit à charge active non commandée.

 

4)    Amplificateur à charge active commandée en classe AB

 

Ce type d’amplificateur est équipé de deux transistors NPN. Le schéma de principe est donné à la (figure 40) .

 

Le transistor Tr1 est polarisé en classe AB par le pont de base R2 et R3 et par la diode zener Z1 placée dans son circuit émetteur.

 

La charge du transistor Tr1 est constituée par la résistance R1 de forte valeur (environ 20 kW) et par le transistor Tr2 et la diode D1, montés en parallèle sur la résistance R1.

 

Du fait de la polarisation en classe AB, le courant de repos du transistor Tr1 est faible et la puissance dissipée est moindre.

 

La valeur de R1 permet d’obtenir une grande amplitude de tension entre le niveau du noir et le niveau du blanc ou de la couleur primaire saturée.

 

Nous savons déjà qu’une valeur élevée de R1 restreint la bande passante car la constante de temps R1 et CT est trop longue.

 

Dans ce montage, c’est le transistor Tr2 qui permet d’améliorer la bande passante en rendant la charge de CT beaucoup plus rapide.

 

Prenons le cas du passage d’un point de couleurs saturé à un point noir. La capacité doit se charger le plus rapidement possible de + 50 volts a + 150 volts.

 

Le transistor Tr1, qui conduisait fortement, voit son courant collecteur diminuer rapidement et la tension au point A remonte brutalement à 150 volts. La base du transistor Tr2 devient fortement positive par rapport à son émetteur. Tr2 conduit fortement et présente une résistance interne très faible. Le condensateur CT se charge rapidement à travers Tr2 jusqu’à ce que la tension soit égale à la tension au point A.

 

Notons que pendant la conduction de Tr2, la diode D1 est bloquée. En effet, la tension au point A est supérieure à celle qui existe sur l’armature supérieure du condensateur CT. Lorsque cette tension devient légèrement supérieure à celle du point A, la diode D1 devient conductrice et le transistor Tr2 se bloque.

 

Lorsque l’image doit passer d’un point noir à un point de couleurs saturé, la tension aux bornes de CT doit passer de + 150 volts a + 50 volts, il faut donc décharger le condensateur CT le plus rapidement possible.

 

Le transistor Tr1 reçoit le signal de commande sur sa base qui le fait passer instantanément de la conduction minimum à la conduction maximum. La tension, au point A descend rapidement de + 150 volts à + 50 volts. La diode D1 est conductrice et la capacité CT peut se décharger rapidement à travers Tr1 et Z1.

 

Nous constatons que ce montage allie une grande amplitude du signal grâce à une résistance de charge élevée, à une bonne bande passante due aux charges et décharges rapides de la capacité CT.

 

La (figure 41) donne un exemple d’application de ce principe dans un amplificateur vidéo utilisant un circuit intégré TEA 5030 et un amplificateur vidéo à charge active.

 

L’amplificateur vidéo est constitué par les circuits des transistors T1, T2 et T3.

 

T2, monté en collecteur commun, assure l’adaptation entre la sortie du circuit intégré TEA 5030 (broche deux) et l’entrée du transistor vidéo T3.

 

La charge active est constituée par R2 (22 kW), le transistor T1 et les diodes D1 et D2. Le signal vidéo est transmis à la cathode bleu du tube cathodique à travers D3, C1 et R11.

 

La polarisation en classe AB du transistor T3 est assurée par un transistor (T4) monté en générateur de courant constant et commun aux circuits des trois cathodes. Les résistances R3 plus R4 assurent la contre réaction permettant d’améliorer la bande passante.

 

La charge au front montant du signal de la capacité CT, s’effectue à travers R1 (1 kW) T1, D3 et R11 (1 kW).

 

La décharge se fait à travers R11 (1 kW), R12 (1 kW), la jonction émetteur base de T5 et le transistor T3.

 

Dans les deux cas, nous avons une résistance totale de 2 kW, une diode et un transistor. Ceci permet d’avoir des fronts montants et descendants d’une durée égale.

 

Le transistor T5 est traversé par le courant cathodique. Sur son collecteur, on recueille une information de tension qui est envoyée à la broche quatre du circuit intégré TEA 5030.

 

Dans ce dernier, un circuit particulier compare les instants de blocage de la cathode du tube écran avec les paliers du niveau du noir du signal de chrominance.

 

Eventuellement, si ces instants ne correspondent pas, le circuit intégré corrige automatiquement le niveau du noir du signal de façon à obtenir une saturation correcte des couleurs. Ce dispositif est appelé contrôle automatique des cut off.

 

L’examen des circuits amplificateurs RVB est ainsi terminé. Avant de clore ce chapitre, nous allons voir une technique tout à fait nouvelle introduite par ITT Semi Conducteurs, sous le nom de Digivision qui a fait son apparition en 1982.

 

Il s’agit du traitement numérique des signaux vidéo et audio. Ce procédé simplifie très largement le câblage et la fabrication et augmente beaucoup les performances. Il fait appel à des circuits intégrés à très grande intégration (VLSI : VERY LARGE SCALE INTEGRATION). Peu d’autres composants sont nécessaires, les réglages eux mêmes disparaissent.

 

La première version de ce système a pour nom DIGIT 2000, dont nous allons examiner le principe et énoncer tout d’abord les avantages.

 

Précisons que ce chapitre n’est pas destiné à examiner de façon précise et approfondie ce module particulier, Mais il préfigure les téléviseurs des années à venir de par l’utilisation systématique du traitement numérique des signaux, choix qui se répand dans tous les domaines de l’électronique.

 

VII – DIGIT 2000

 

A)   Généralités

 

Ses principaux avantages sont les suivants :

 

·        Réalisation en VLSI donc faible encombrement

·        Petit nombre de composants

·        Suppression des effets dus aux tolérances, aux dérives et au vieillissement des composants

·        Possibilité de programmer le système pour l’adapter à chaque cas particulier

·        Suppression des réglages, les alignements nécessaires au fonctionnement étant réalisés par des calculateurs intégrés

·        Possibilité d’avoir le son en stéréophonie ou en deux langues différentes au choix

·        Adaptable à tous les standards PAL, SECAM, NTSC…..

 

Il permet, en outre, d’ouvrir de nouveaux horizons tels que :

 

·        La réception de signaux numériques transmis par exemple par fibres optiques

·        La suppression du scintillement à 50 Hertz de l’image par mémorisation et restitution de celle ci à une fréquence plus élevée

·        La suppression de tous les effets d’écho éventuels

·        L’incrustation d’une seconde image dans l’image principale

·        Le branchement de tout système vidéo quel que soit son standard

·        Le traitement direct des signaux audio numériques

·        Le traitement des systèmes tels que ANTIOPE, TELETEXTE, VIEWDATA, PRESTEL….

·        L’utilisation en terminal pour ordinateur domestique

 

B)   Principes de fonctionnement

 

La (figure 42) donne le schéma synoptique de ce module. On constate sur ce schéma que le système DIGIT 2000 utilise sept circuits intégrés qui constituent le cœur du téléviseur et qui sont d’ailleurs rassemblés sur un module unique. Ne subsistent, par rapport à un téléviseur classique, que le tuner et les étages FI, l’alimentation, le clavier et les divers amplificateurs (son, RGB, déflexions horizontale et verticale).

 

Les sept circuits intégrés en question sont les suivants :

 

·        L’unité centrale de contrôle (CCU : Central Control Unit) : MAA 2000

·        L’unité vidéo codec (VCU : Vidéo Codec Unit) : MAA 2100

·        L’unité de traitement vidéo (VPU : Vidéo Processor Unit) : MAA 2200

·        Le convertisseur analogique / digital (ADC : Analog To Digital converter) : MAA 2300

·        L’unité de traitement audio (APU : Audio Processor Unit) : MAA 2400

·        L’unité de contrôle de la déflexion (DPU : Deflection Processor Unit) : MAA 2500

·        Le générateur d’horloge (CG : Clock Generator) : MAA 2600

 

1)    Rôle de l’unité centrale MAA 2000

 

Le MAA 2000 est un circuit intégré à quarante broches. Ce circuit est construit autour d’un microprocesseur 8049 comme le montre la (figure 43) . Il constitue un interface entre l’utilisateur et le téléviseur. Ses trois grandes fonctions sont :

 

·        Le traitement des instructions de l’utilisateur

·        Le contrôle des autres circuits qui traitent des signaux vidéo, audio et de déflexion

·        La mémorisation et la restitution de données d’alignement qui lui ont été fournies à la fabrication

 

a)    Traitement des instructions de l’utilisateur

 

Tous les signaux de commandes émanant de l’utilisateur et destinés à opérer la commutation des programmes, la recherche de station, le réglage du volume, de la luminosité, de la saturation couleurs… sont avalées par le MAA 2000, qu’ils proviennent de la télécommande via le préamplificateur de signaux infrarouges TBA 2800 ou directement du clavier du téléviseur.

 

L’accord du tuner est réalisé via un circuit interface d’adaptation (figure 42) par synthèse de fréquence (PLL) dont la résolution est de 62,5 kilohertz.

 

La (figure 44) donne le schéma synoptique d’un système PLL (boucle à asservissement de phase) à synthèse de fréquence.

 

Il est constitué d’un oscillateur principal piloté par quartz suivi d’un diviseur par N. Cet ensemble délivre une fréquence fixe Fr déterminant la résolution du synthétiseur : dans notre cas cette résolution est de 62,5 kilohertz.

 

Cette fréquence de référence Fr est appliquée à un comparateur de phase qui reçoit également une fréquence  égale à la fréquence FS issue d’un VCO et divisée par le coefficient de division M d’un diviseur programmable.

 

Le VCO est un oscillateur dont la fréquence est fonction de la tension de commande qui lui est appliquée.

 

Lorsque la fréquence Fr et  appliquées aux deux entrées du comparateur de phase sont identiques, ce comparateur ne délivre aucune tension de correction.

 

La fréquence du VCO est correcte et le système se verrouille. Dans le cas contraire, le comparateur de phase envoie une tension de correction au VCO qui modifie sa fréquence jusqu’à la bonne valeur. Quand le système est verrouillé, la fréquence de sortie est égale à :

 

Fr =    d’où     FS =    M x  Fr

 

En faisant varier la valeur de M, on obtient ainsi des valeurs différentes pour la fréquence de sortie FS, mais ces valeurs seront toutes des multiples de la fréquence de résolution Fr.

 

De plus, les fréquences obtenues sont très précises puisqu’elles ne dépendent que de la fréquence Fr obtenue à partir d’un oscillateur à quartz très stable et dont les variations sont encore réduites d’autant dans le diviseur par N.

 

Le filtre passe bas précédent le VCO filtre les variations rapides délivrées par le comparateur de phase de façon à ne délivrer au VCO qu’une tension continue moyenne.

 

Les touches de programmes peuvent être programmées sur les canaux reçus, les informations nécessaires à ces accords étant stockées sous forme numérique dans une mémoire de type EAROM de 96 mots de huit bits (octets). Cette mémoire EAROM conserve ses informations même en l’absence d’alimentation comme une mémoire ROM mais qu’elle peut en outre être effacée et reprogrammée électriquement, elle nécessite alors une tension de + 20 volts.

 

Cette capacité de 96 octets est suffisante pour mémoriser 30 canaux TV, les données pour les réglages préférés de volume, de contraste, de lumière…. de l’utilisateur, ainsi que les diverses données d’alignement fournies lors de la fabrication.

 

L’affichage du numéro de canal est réalisé à l’aide de deux afficheurs à LED sept segments. Ces afficheurs sont pilotés directement par le MAA 2000 via ses ports de sortie deux et trois sans l’intermédiaire d’aucun interface.

 

Un certain nombre supplémentaire de ports d’entrée ou de sortie programmables peuvent éventuellement être utilisés pour réaliser une recherche automatique de stations, le contrôle automatique de fréquence (AFC)……

 

b)    Contrôle des autres circuits du système

 

Le MAA 2000 pilote les circuits MAA 2200, 2300, 2400 et 2500 par l’intermédiaire d’un bus (moyen de liaison) IM bidirectionnel. Pourtant, seul le MAA 2000 délivre les instructions, les autres circuits étant asservis.

 

Sur ce bus IM transitent des signaux divers destinés à effectuer des réglages (volume, contraste…) ou des corrections telles que les corrections Est Ouest, les corrections de coussin.

 

c)     Mémorisation des données d’alignement fournies lors de la fabrication

 

La mémoire EAROM du MAA 2000 est chargée à la fabrication au moyen du bus IM, ceci grâce à un ordinateur de fin de chaîne qui fournit toutes les données d’alignement nécessaires au bon fonctionnement ultérieur du téléviseur.

 

A chaque mise sous tension du téléviseur, ces données sont transmises par EAROM aux circuits intéressés. Ce système permet donc d’obtenir en permanence des réglages et une qualité d’image optima sans dérive ni vieillissement.

 

2)    Rôle de l’unité CODEC MAA 2100

 

CODEC est l’abréviation de COdage DECodage. Elle est devenue un terme général pour désigner des circuits spécialisés dont le rôle est de réaliser ces deux fonctions. Ces circuits sont par exemple très utilisés dans les centraux téléphoniques pour multiplexer les communications.

 

Ce circuit intégré quarante broches MAA 2100, comme le montre la (figure 45) , réalise les fonctions suivantes :

 

·        Amplification du signal vidéo d’entrée (broche 40)

·        Conversion analogique / digital de ce signal vidéo composite avant qu’il ne soit envoyé au circuit MAA 2200 pour y être traité

·        Conversion dans le sens digital / analogique du signal de luminance Y

·        Conversion dans le sens digital / analogique des signaux R – Y et B – Y

·        Matriçage de Y et R – Y, B – Y pour obtenir les trois signaux R, G et B

·        Amplification de ces trois signaux R, G et B

·        Réglages et contrôles auxiliaires

 

Ce circuit intégré est l’un des plus performants de l’électronique grand public puisqu’il renferme plus de 100 000 composants dans un carré de cinq mm de côté.

 

Ce circuit transforme donc le signal vidéo composite venant de la détection en un signal numérique. Ce signal est envoyé au MAA 2200 (traitement de la vidéo) et au MAA 2500 (déflexion). Après traitement dans le MAA 2200, les signaux numériques Y, B – Y et R – Y obtenus sont injectés dans le VCU MAA 2100 pour y être tout d’abord reconvertis en signaux analogiques. De ces signaux, on obtient par un matriçage assez classique, les trois signaux R, G et B qui vont piloter les trois amplificateurs R, G et B du téléviseur.

 

A noter que les signaux R – Y et B – Y ont été multiplexés comme nous le verrons dans le MAA 2200 et doivent être donc tout d’abord dé multiplexés avant d’être reconvertis en signaux analogiques.

 

Ce circuit assure, en outre, le réglage de la luminosité commandé par l’utilisateur, l’alignement automatique du niveau du noir, le réglage du blanc et la limitation du courant de faisceau.

 

L’ajustage des cut off est réalisé par le déplacement du point de fonctionnement des amplificateurs R, G et B alors que le réglage du blanc est obtenu par modification du gain de ces amplificateurs.

 

Le circuit MAA 2100 possède aussi des entrées (broches 32 à 35) pour des signaux de traitement de texte et les réglages de contraste et luminosité s’y rattachant.

 

Selon les standards TV, le codec est piloté par le signal horloge fourni par le circuit MEA 2600, soit à 17,7 Mégahertz, soit à 14,3 Mégahertz.

 

3)    Rôle de l’unité de traitement vidéo MAA 2200

 

La (figure 46) donne le schéma synoptique interne de ce circuit MAA 2200.

 

a)    Caractéristiques

 

Le circuit MAA 2200 est un circuit N-MOS à quarante broches. Il est conçu spécialement pour traiter les signaux vidéo digitalisés dans le codec vidéo MAA 2100. Il comprend les principaux étages suivants :

 

·        Convertisseur de code

·        Filtre passe bande de chrominance

·        Trappe de chrominance avec circuit de peaking

·        Multiplicateur de contraste avec limiteur pour signal luminance

·        Tous circuits pour le traitement des signaux de couleurs tels que :

 

-         Contrôle automatique de couleurs (CAC)

-         Coupure de la couleur (Color Killer)

-         Identification PAL

-         Décodeur avec compensation des erreurs de phase en PAL ou filtre en peigne en NTSC

-         Comparateur de phase avec correction de teinte en NTSC

 

·        Multiplicateur de saturation avec multiplexage pour les signaux différence de couleurs R – Y et B – Y

·        Circuit interface de bus IM pour l’interconnexion avec le MAA 2200

·        Circuits pour la mesure des niveaux du noir, du blanc et du courant obtenu dans la cellule chargée de mesurer la luminosité ambiante de la pièce (figure 42) . Transfert de toutes ces données au vidéo codec MAA 2100

 

b)    Fonctionnement

 

Le convertisseur de code transforme le signal vidéo digitalisé, délivré par le vidéo codec en code GRAY parallèle en signal codé en binaire simple pour la voie luminance et en signal codé binaire offset pour la voie chrominance.

 

- La voie luminance

 

Un circuit trappe élimine la chrominance pour ne laisser passer que la luminance. Un circuit de peaking favorise les fréquences voisines de 3 MHz en faisant varier leur niveau de – 3 dB a + 6 dB. Cette accentuation permet d’améliorer la netteté et la finesse de l’image.

 

Ce circuit est suivi d’un multiplicateur et d’un limiteur qui écrête le signal luminance si son amplitude devient trop grande. Le contraste est aussi contrôlé par l’intermédiaire du MAA 2000, via le bus IM, selon le niveau demandé par l’utilisateur ou nécessité par la clarté de la pièce.

 

En effet, à la broche 17, est reliée une cellule photosensible qui mesure la lumière ambiante de la pièce. Le signal délivré par la cellule est digitalisé dans le convertisseur analogique / digital. Durant les retours trames, il est envoyé au MAA 2000 qui calcule le contraste nécessaire et commande alors le multiplicateur de contraste du MAA 2200, via le bus IM.

 

Ce réglage de contraste comporte 64 niveaux différents. Le signal de luminance ainsi traité est envoyé au MAA 2100 pour y être retransformé en un signal analogique, comme nous l’avons vu précédemment.

 

- La voie chrominance

 

Un filtre de chrominance passe bande permet de ne sélectionner que le signal de chrominance proprement dit. Après ce filtre, se trouve un circuit de contrôle automatique de gain chrominance (CAC), qui maintient l’amplitude du burst à un niveau constant, puis le Color Killer (suppresseur de couleurs) qui coupe la voie chrominance par exemple en cas d’émission en noir et blanc.

 

Cet étage comprend également la bascule bistable nécessaire au PAL et au SECAM.

 

Le signal de chrominance est ensuite traité dans le décodeur, partie maîtresse de ce circuit MAA 2200, qui délivre les deux signaux R – Y et B – Y sous forme numérique.

 

Ce décodeur comporte une mémoire RAM qui permet de stocker les informations chrominances contenues dans une ligne. Cette mémoire remplace la traditionnelle ligne à retard nécessaire au décodage des systèmes PAL et SECAM. En SECAM, cela permet d’avoir en même temps l’information bleu et l’information rouge. Dans le système PAL, on additionne et l’on soustrait les informations bleu et rouge de deux lignes successives de façon à éliminer les effets d’une éventuelle dérive de phase, c’est ce que l’on appelle ici le circuit compensateur d’erreur de phase en PAL. En système NTSC, ce circuit travaille en filtre en peigne pour améliorer la définition de l’image qui est moins bonne dans ce système du fait de la bande passante vidéo moins large.

 

On remarque également un comparateur qui examine la phase du signal de burst et la phase de la sous porteuse régénérée : le moindre écart produit un signal de régulation qui corrige l’oscillateur de sous porteuse couleurs. En agissant sur cet oscillateur, on peut régler la teinte en NTSC.

 

Les signaux de chrominance passent par un multiplicateur de saturation. Un seul multiplicateur est nécessaire grâce au fait que l’on multiplexe ces signaux.

 

Ce multiplexage est possible grâce à la faible largeur de bande (2 MHz) de ces signaux face à la fréquence de travail du circuit piloté par le signal d'horloge qui est de 17 ou 14 MHz environ selon les standards. Il permet en outre de réduire le nombre des sorties du MAA 2200 et donc celui des entrées du MAA 2100.

 

Le réglage de saturation se fait, via le bus IM, au gré de l’utilisateur mais s’harmonise aussi avec le contraste de l’image choisi par le spectateur ou imposé par la cellule mesurant la lumière ambiante.

 

- Niveaux de noir, de blanc et de luminosité

 

Les étages destinés à ces réglages sont répartis entre le MAA 2200 et le MAA 2100.

 

Pendant le temps de retour trame, les trois courants de cut off des cathodes du tube image, les trois courants de blanc et le courant de la cellule photoélectrique sont mesurés et envoyés aux broches 15 et 17 du MAA 2200. Ces données sont digitalisées et transmises via l’interface du bus IM et le bus IM au calculateur MAA 2000.

 

Après traitement dans ce dernier, les instructions sont retournées à l’interface puis au multiplexeur de données inclus dans le MAA 2200. Ce multiplexeur les transmet au codec en même temps que les signaux de chrominance.

 

Les fonctions réalisés par le MAA 2100 et le MAA 2200 étant si étroitement imbriquées, celles ci ont été résumées dans le synoptique de la (figure 47) .

 

Ce schéma résume tout ce que nous venons de voir sur ces deux circuits qui assurent donc le traitement de la luminance et de la chrominance depuis la détection jusqu’aux amplificateurs finals R, G et B.

 

4)    Rôle du convertisseur analogique / digital audio MAA 2300

 

a)    Caractéristiques

 

Le schéma synoptique interne de ce circuit est donné (figure 48) . Ce circuit intégré à 24 broches comprend les étages suivants :

 

·        Deux modulateurs de densité d’impulsions dont nous verrons le rôle par la suite

·        Deux séries de filtres numériques audio

·        Un filtre d’identification du mode d’émission (monophonie, stéréophonie, émission en deux langues)

·        Un convertisseur parallèle série et multiplexeur pour la transmission série des données au MAA 2400.

 

b)    Fonctionnement

 

Deux signaux BF1 et BF2 sont délivrés par le démodulateur son du téléviseur. En effet, ce système est également prévu pour des émissions en stéréophonie ou en deux langues simultanées. En présence d’une émission monophonique, les deux signaux BF1 et BF2 seront évidemment identiques.

 

Ces deux signaux analogiques passent tout d’abord chacun dans un modulateur de densité d’impulsions (Pulse Density Modulator : PDM). Ces modulateurs transforment les niveaux d’amplitude du signal analogique en impulsions dont la fréquence est d’autant plus élevée que l’amplitude du signal d’entrée est plus grande. La (figure 49) illustre ce principe.

 

C’est donc une conversion tension fréquence qui est réalisée à l’intérieur de ce modulateur. La fréquence maximale des impulsions est de 4 mégahertz. Ce signal impulsionnel est ensuite appliqué à seize filtres accordés chacun sur une portion du spectre des fréquences.

 

Selon la fréquence des impulsions, la sortie d’un filtre est activée ou non. L’état des sorties des seize filtres forme donc un code binaire à seize bits parallèles, représentatif de l’amplitude à cet instant du signal analogique injecté à l’entrée du circuit.

 

Cette information numérique parallèle est ensuite appliquée à un convertisseur parallèle série qui transmet ces informations sous forme série au circuit MAA 2400 que nous verrons par la suite. Cette mise en série permet de n’utiliser qu’un seul conducteur pour la transmission de ces données. Ce convertisseur est associé à un multiplexeur qui mélange alternativement les données issues des filtres audio n°1 et des filtres audio n°2 (voie gauche et voie droite) ceci une nouvelle fois pour limiter le nombre de liaisons.

 

Le traitement de ces signaux dans le modulateur, les filtres et le convertisseur sont séquencés par un circuit logique de contrôle piloté par le signal d’horloge appliqué à la broche 21. C’est ce circuit qui est chargé de l’échantillonnage des signaux et de la génération des signaux de synchronisation et d’horloge en sortie. Ces signaux seront exploités par le circuit MAA 2400. Ils servent à découper les informations qui sont transmises en série (signal d’horloge) et à démultiplexer les deux signaux en fixant le début et la fin de chaque donnée.

 

Le filtre d’identification numérique sert à sélectionner le signal d’identification modulé en amplitude qui doit être envoyé par l’émetteur pour indiquer qu’il s’agit d’une émission en monophonie, en stéréophonie ou en deux langues différentes. Cette indication est ensuite transmise au convertisseur pour être envoyée avec les autres données au MAA 2400.

 

5)    Rôle de l’unité de traitement audio MAA 2400

 

a)    caractéristiques

 

La (figure 50) donne le schéma synoptique des fonctions réalisées par ce circuit MAA 2400 à 40 broches. Ce circuit comporte donc les étages suivants :

 

-         Interface du bus venant du MAA 2300

-         Dématriçage mono stéréo ou bilingue et aiguillage sur deux voies distinctes

-         Pour chacune de ces deux voies :

 

·        Désaccentuation

·        Réglage de tonalité

·        Correction physiologique

·        Elargisseur stéréophonique

·        Pseudo stéréophonie

·        Réglage de balance et de volume

·        Interface PWM (Pulse With Modulated : modulation en largeur d’impulsion) qui transforme les signaux numériques en signaux modulés en largeur d’impulsion

 

-         Un interface au bus IM qui décode les instructions transmises par ce bus et effectue les réglages de la chaîne audio désirés par l’utilisateur.

 

b)    Fonctionnement

 

L’interface au bus venant du MAA 2300 reçoit les données sur la broche 22, le signal d’horloge sur la broche 23 et le signal de synchronisation sur la broche 24. Il transmet au circuit de dématriçage les deux signaux audio 1 et audio 2 formés de mots de 16 bits chacun.

 

Suivant l’information d’identification reçue, l’étage de dématriçage fonctionne en mode monophonique ou stéréophonique ou en mode bilingue.

 

Chacune des deux voies possède un étage de désaccentuation qui est composé d’un filtre passe bas dont l’atténuation commence à partir de 3,2 kHz, ceci pour compenser l’accentuation des fréquences élevées opérée à l’émission.

 

Suivent des filtres programmables qui permettent de jouer sur la courbe de réponse aux basses et hautes fréquences effectuant ainsi un réglage de tonalité sur chaque voie.

 

Les signaux passent ensuite dans deux correcteurs physiologiques (un pour chaque voie) qui, en favorisant les fréquences basses et les fréquences élevées de ces signaux audio, compensent ainsi la courbe de réponse de l’oreille humaine qui a tendance à défavoriser ces deux extrêmes.

 

Ces filtres sont également programmables, c’est à dire que l’utilisateur, par l’intermédiaire du bus IM, peut choisir leur courbe de réponse parmi six disponibles dont l’une est rigoureusement linéaire.

 

Après ces correcteurs, les signaux audio traversent un élargisseur stéréo. Ce dispositif intéressant permet de donner l’illusion que les sons des voies droite et gauche proviennent de deux sources sonores beaucoup plus éloignées que ne le sont en réalité deux haut parleurs situés de part et d’autre de l’écran du téléviseur.

 

Le principe est de supprimer au maximum le son arrivant à l’oreille droite du téléspectateur depuis le haut parleur de gauche et le son venant du haut parleur de droite et arrivant à son oreille gauche. C’est ce que l’on appelle la diaphonie enceintes / oreilles. Le son du haut parleur droit arrivant avec un temps de retard à l’oreille gauche par rapport à l’oreille droite on élimine en ajoutant au son du haut parleur de gauche une fraction du signal de droite en opposition de phase et retardé du même temps.

 

Ce dispositif est suivi dans le MAA 2400 d’un étage à effet pseudo stéréophonique qui, lors d’une émission monophonique, permet de créer une fausse stéréophonie.

 

Le principe est simple : en mode monophonique, l’étage pseudo stéréo de la voie gauche se comporte comme un filtre coupe bande qui ne laisse passer que les sons audio graves et aigus alors que celui de la voie de droite se compose d’un filtre passe bande centré sur les médiums. Ainsi le téléspectateur aura une légère impression de stéréophonie, entendant les médiums sur le haut parleur de droite et le reste des signaux sur celui de gauche.

 

Suivant les réglages de balance volume et surtout l’interface PWM déjà cité et qui transforme les signaux audio numériques en signaux modulés en largeur d’impulsions (figure 51) , c’est à dire en impulsions de fréquence constante (544 kHz) mais de largeur proportionnelle à l’amplitude du signal audio / analogique originel.

 

Ces signaux convertis peuvent alors, soit alimenter un amplificateur spécial, dit en classe D commuté, soit, après intégration, attaquer un amplificateur analogique classique.

 

Ajoutons que le MAA 2400 est en mesure de traiter directement les signaux audio numériques provenant d’un magnétophone ou d’une table de lecture digitale.

 

6)    Rôle de l’unité de contrôle de la déflexion MAA 2500

 

a)    Caractéristiques

 

Ce circuit à 40 broches est chargé de toutes les fonctions relatives à la déviation et à la synchronisation :

 

·        Le clamping vidéo

·        La séparation des tops de synchronisation verticale et horizontale

·        La synchronisation horizontale

·        La synchronisation verticale

·        La génération des dents de scie

·        Les diverses corrections

 

D’autres caractéristiques sont en outre programmables telles que :

 

·        Le rapport cyclique et la phase des créneaux de sortie horizontale

·        L’amplitude verticale, le centrage vertical, la correction en S

·        Les corrections de trapèze et de largeur horizontale

·        La correction parabolique Est Ouest

 

Ces diverses fonctions sont résumées dans le schéma synoptique interne du MAA 2500 représenté (figure 52) .

 

b)    Fonctionnement

 

Le circuit de clamping vidéo sert à clamper (à caler) le signal vidéo composite analogique arrivant sur le circuit MAA 2100 à un niveau adéquat permettant le bon fonctionnement du convertisseur analogique / digital du signal vidéo inclus dans le circuit MAA 2100.

 

Une fois ce signal vidéo digitalisé, il est appliqué aux broches 29 à 35 du MAA 2500 sous la forme de sept bits parallèles. Il traverse tout d’abord un filtre de bruit passe bas pour être ensuite envoyé à l’étage de séparation des tops de synchronisation lignes et trames.

 

-         La synchronisation horizontale

 

Deux cas sont prévus au niveau de la synchronisation horizontale :

 

·        Soit le signal venant de l’émetteur ou du magnétoscope est normalisé, et dans ce cas, la fréquence de la sous porteuse couleurs et la fréquence horizontale sont liées par une relation bien déterminée. Le circuit fonctionne alors en mode verrouillé.

·        Soit le signal reçu n’est pas normalisé et le système fonctionne alors en mode non verrouillé.

 

Dans ce cas, la fréquence horizontale est produite par division de la fréquence horloge à 17,7 MHz (ou 14,3 MHz) jusqu’à la bonne valeur. Celle ci est fixée par le comparateur de phase qui corrige les erreurs de phase et de fréquence par comparaison digitale entre les impulsions de synchronisation horizontale et les impulsions de retour lignes, en modifiant au besoin, le taux de division du diviseur programmable.

 

Dans le premier cas, la fréquence du balayage horizontale est tout d’abord déterminée en mode non verrouillé comme précédemment. Comme le taux de division du diviseur programmable est alors une valeur normalisée qui lui a été indiquée à la construction et qu’il possède en mémoire, le diviseur programmable se verrouille sur cette valeur. Le comparateur de phase est alors déconnecté. On élimine ainsi les effets d’éventuels parasites et du bruit sur la synchronisation. Le circuit fonctionne alors en mode verrouillé.

 

-         La synchronisation verticale

 

Deux cas sont également possibles selon que le circuit travaille en mode verrouillé ou non. Dans le premier cas, la fréquence est obtenue par division stricte de la fréquence horizontale. Dans le second cas, le diviseur ajustable fonctionne en oscillateur piloté par les impulsions de synchronisation verticale intégrées. La plage de rattrapage en fréquence est large jusqu’à l’obtention du synchronisme : la fenêtre de rattrapage devient alors très étroite, ceci pour éliminer au maximum l’effet de désynchronisation du à d’éventuels parasites.

 

Un calculateur détermine l’amplitude et la forme du courant de déflexion verticale. D’autre part, ce calculateur génère un signal parabolique servant à la correction Est Ouest.

 

Ce calculateur fournit la dent de scie verticale et le signal de correction Est Ouest sous forme de signaux modulés en largeur d’impulsion obtenus dans deux étages PWM.

 

Ces signaux sont ensuite transformés en signaux analogiques au moyen de filtres RC passe bas et peuvent ainsi attaquer un circuit de déflexion verticale standard.

 

Par l’intermédiaire du bus IM et de l’interface au bus IM, le MAA 2500 communique avec le MAA 2000.

 

La mémoire EAROM de ce dernier lui fournit des informations initiales pour la déflexion horizontale, telles que la fréquence, la référence de phase, la durée des tops ainsi que d’autres données comme la fréquence, la forme et l'amplitude de la dent de scie verticale et le signal de correction parabolique Est Ouest. Ces informations sont fournies au circuit MAA 2500 à chaque fois que le téléviseur est mis sous tension.

 

7) Le générateur d’horloge MEA 2600

 

a)    Constitution

 

Le schéma synoptique interne de ce circuit intégré à 13 broches est donné à la (figure 53) .

 

b)    Fonctionnement

 

Le MEA 2600 constitue le générateur d’horloge qui pilote tout le système DIGIT 2000. Sa fréquence est fixée à quatre fois la fréquence de la sous porteuse couleurs soit 17,734 ou 14,318 mégahertz selon les standards.

 

L’oscillateur contrôlé par tension (VCO) intégré dans ce circuit, constitue une partie du circuit PLL dont la seconde partie, c’est à dire le comparateur de phase, est comprise dans le circuit MAA 2200.

 

Le comparateur de phase fournit deux signaux symétriques qui sont d’abord filtrés dans un circuit RC passe bas externe, puis appliqués aux entrées de l’amplificateur de contrôle. Celui ci corrige la fréquence du VCO au moyen d’une tension continue de correction, fonction des informations délivrées par le comparateur. Lorsque la fréquence obtenue est correcte, le système se verrouille.

 

Le signal issu du VCO est ensuite mis en forme puis amplifié par deux étages de sortie qui délivrent deux signaux f1 et f2 de même fréquence mais de phase opposée sans recouvrement. Ces deux signaux nécessaires au fonctionnement pilotent tous les circuits que nous venons de voir, cadençant ainsi chaque phase de fonctionnement de la platine.