Transmission des images couleurs : Procédés PAL et SECAM

I – Procédé PAL

Nous savons qu’un accident peut survenir à la phase d’un signal au cours de sa propagation. Et de tels accidents arrivent même très souvent. On dit que le signal a subi une rotation de phase.

Supposons que la transmission de l’image télévisée corresponde à un jaune orangé. La phase du signal couleurs est alors de l’ordre de 150°.

Si un accident survient à ce signal et fait tourner la phase de 90° par exemple, la couleur va virer au vert, ce qui est tout à fait regrettable.

Or, le système NTSC y est très sensible. Des mauvaises langues américaines ont même surnommé ce procédé Never Twice The Same Color, ce qui signifie en français : jamais deux fois la même couleur.

Dans le système PAL, on conserve la transmission complète de la chrominance à chaque ligne, mais puisque cette information ne diffère pas de manière sensible pour deux lignes successives, on utilise la comparaison entre les informations de deux lignes successives pour corriger les erreurs de transmission.

Il faut donc deux lignes successives pour disposer d’une information de couleur complète et correcte.

A) Principe

Le procédé PAL (Phase Alternation Line), ce qui peut se traduire par le signal à phase inversée à chaque ligne, mis au point par Téléfunken et présenté en 1963, a plusieurs points communs avec le système NTSC :

Les trois couleurs primaires R, G et B sont les mêmes que dans le système NTSC.

Les signaux primaires corrigés en gamma R’, G’ et B’ sont identiques à ceux du NTSC.

On retrouve également le même signal de luminance Y’ = 0,3 R’ + 0,59 G’ + 0,11 B’.

Les signaux différences de couleurs R’ – Y’ et B’ – Y’ sont les mêmes que ceux du NTSC.

Ici s’arrêtent les identités.

Les deux signaux qui modulent les deux sous porteuses doivent subir une compression d’amplitude pour les mêmes raisons que dans le système NTSC. Ces deux signaux modulant sont appelés E’ U et E’ V. Le signal E’ V et le signal R’ – Y’ compressé et le signal E’ U est le signal B’ – Y’ compressé.

Les deux signaux E’ V et E’ U sont donnés par les relations suivantes :

E’ V = 0,877 (R’ – Y’) E’ U = 0,493 (B’ – Y’)

Les deux signaux de chrominance E’ V et E’ U modulent en amplitude avec suppression de porteuse, la sous porteuse de chrominance comme dans le système NTSC.

Ceci revient à moduler la sous porteuse avec un signal unique représenté par le vecteur (figure 1) .

Comme pour le système NTSC, l’amplitude du signal modulant correspond à la saturation de la couleur et est égal à :

=

La phase du signal modulant représente la teinte de la couleur et se déduit de la relation :

ty =

Pour chaque couleur de la mire de barre, on peut calculer le module et l’argument du vecteur . En prenant des couleurs saturées à 75%, on obtient les valeurs portées dans la (figure 2) .

1) Représentation d’une erreur de teinte en NTSC.

Supposons que l’émetteur envoie un jaune quelconque représenté par le vecteur (figure 3 a) . Nous savons que les deux composantes du vecteur sont référencées dans le système d’axes I’ et Q’.

La phase de qui est de 167° dans le système d’axes R’ – Y’, B’ – Y’ devient donc 167° - 33° = 134° dans le système d’axes I’, Q’. Ainsi, nous pouvons connaître les composantes de égale à 0,3 correspondant à un jaune presque saturé.

0I’ = 0,3 x sin 134° = 0,216 0Q’ = 0,3 x cos 134° = - 0,208

0I’ est positif et vaut 0,216 0Q’ est négatif et vaut – 0,208

Telles sont les composantes du signal 0J que doit démoduler le récepteur.

Supposons que les aléas de la transmission provoquent un retard de phase d’une soixantaine de degrés.

La (figure 3 b) représente le signal qui parvient au récepteur. On s’aperçoit que la phase du signal est de 107° mais que l’amplitude n’a pas changé ; il y a en effet aucune raison pour que celle-ci varie. On aura donc une teinte qui va se situer maintenant dans le rouge avec la même saturation.

Mais le récepteur va fournir en démodulant ce signal :

Une composante 0I’ = 0,3 sin 74° = 0,288

Une composante 0Q’ = 0,3 cos 74° = 0,083

A l’émission 0I’ valait 0,216, il vaut 0,288 à la réception et 0Q’ de – 0,208 est devenu 0,083.

On est passé d’un jaune presque saturé à un rouge très légèrement orangé presque saturé.

Cette variation de teinte due à la rotation de phase en cours de transmission est très gênante. Or, le procédé PAL permet de s’affranchir de cet inconvénient majeur.

2) Mode de transmission des signaux de chrominance en PAL

Les signaux de chrominance E’ U et E’ V sont transmis simultanément en inversant la phase du signal E’ U à chaque ligne. Le signal E’ V conserve la même phase.

La (figure 4) représente la transmission d’un signal de chrominance quelconque sur plusieurs lignes.

Considérons la ligne n-1. le signal E’ U a une phase de 0° et le signal E’ V de 90°. Le signal résultant représenté par le vecteur vaut :

tg = d’où 0A = d’où 0A

Le signal émis à la ligne n-1 a une amplitude 0A et une phase .

Considérons la ligne n. Le signal E’ U a une phase de 0° et le signal E’ V une phase de 270° : il faut donc – E’ V. Déterminons le signal résultant représenté par le vecteur  :

tg = l’angle vaut -

0A = = 0A a gardé la même amplitude.

A la ligne n + 1, on retrouve la même configuration qu’à la ligne n – 1 et celui transmis à la ligne n, on constate :

Qu’ils ont tous deux même amplitude.

Qu’à la ligne n – 1, la phase est de +

Qu’à la ligne n, la phase est de -

Voyons sur plusieurs trames la périodicité de la phase du signal de chrominance à l’aide du tableau de la (figure 5) .

A la première ligne de la 1ére trame de la première image, la phase est de +, à la ligne suivante, la phase est de -, etc. … Pour cette 1ére trame, on a donc + pour les lignes impaires et - pour les lignes paires.

A la seconde trames de la première image, la ligne 314 a une phase - , la lignes 315 une phase + . Pour cette seconde trame, les lignes paires ont une phase de - et les lignes impaires une phase + .

En observant le tableau de la (figure 5) , on s’aperçoit qu’il faut attendre la troisième image pour retrouver la même configuration.

Le cycle complet d’inversions de phase dure donc quatre trames que l’on peut résumer ainsi :

Trame 1 : lignes impaires +

lignes paires -

Trame 2 : lignes impaires +

lignes paires -

Trame 3 : lignes impaires -

lignes paires +

Trame 4 : lignes impaires -

lignes paires +

Maintenant que nous connaissons le principe de codage PAL, voyons comment ce système annule les erreurs de phase du signal transmis.

B) Principe de compensation de l’erreur de phase

Voyons d’abord ce qui se passe dans le cas où le signal transmis ne subit aucune rotation de phase, soit à transmettre un jaune presque saturé.

A la ligne n, l’émetteur transmet le signal représenté à la (figure 6 a) par un vecteur de module 0,3 et d’angle = 167°.

Nous avons vu qu’en PAL, on transmet l’information de chrominance avec l’inversion de la phase de la composante E’ V à chaque ligne.

A la ligne n + 1, l’émetteur transmet donc le signal représenté sur la (figure 6 b) par un vecteur de module 0,3 et un angle de – 167° = 193°.

Puisque le signal ne subit aucune altération de phase, le récepteur reçoit exactement ces signaux.

A la ligne n, le récepteur mémorise le signal reçu. A la ligne n + 1, il inverse le signal afin de retrouver la phase originale avant le codage et l’ajoute au signal mémorisé à la ligne n. On obtient donc un signal représenté par le vecteur de la (figure 6 c) .

On s’aperçoit que le signal obtenu a bien la même phase que le signal émis mais son amplitude est double. Il faut donc diminuer de moitié cette amplitude afin de retrouver l’amplitude du signal émis.

Nous allons maintenant voir ce qui se passe lorsque le signal subit une rotation de phase.

Nous allons reprendre l’exemple de la transmission de ce jaune presque saturé qui, à la suite d’une erreur de phase de 60°, aboutissait à restituer un rouge au niveau du récepteur avec le procédé NTSC.

Donc, soit à transmettre ce jaune d’amplitude 0,3 et de phase 167°. Admettons que le signal arrive au récepteur avec un retard de 60°.

La (figure 7) représente le signal de chrominance qui arrive alors au récepteur.

A la ligne n, le signal arrive avec un retard de 60°, sa phase vaut donc 167° - 60° = 107° (figure 7 a) .

A la ligne n + 1, le signal arrivant avec un retard de 60° également, sa phase vaut 193° - 60° = 133° (figure 7 b) .

Tout se passe maintenant au niveau du décodage que nous verrons dans un prochain chapitre.

Néanmoins, nous allons voir comment on arrive au niveau du récepteur à retrouver la phase réelle du signal transmis par l’émetteur.

Le signal de chrominance de la ligne n(phase 107°, amplitude 0,3) est mémorisé. Quand le signal de chrominance de la ligne n + 1 arrive (phase 133°, amplitude 0,3), sa composante E’ V subit une inversion de phase. On revient ainsi à la phase du signal E’ V que celui-ci avait avant inversion au codage.

Le signal de chrominance de la ligne n + 1 devient alors dans le récepteur un signal de phase – 133° = 227° et d’amplitude 0,3. Puis le signal de la ligne n représenté par le vecteur de phase 107° et d’amplitude 0,3, et le signal de la ligne n + 1 représenté par le vecteur de phase 227° et d’amplitude 0,3 sont ajoutés ainsi que le représente la (figure 8) .

L’addition des deux vecteurs et s’effectue comme le représente cette figure. On remarque que l’on obtient un losange dont la diagonale 0J est le vecteur résultant de l’addition de deux vecteurs et . Voyons qu’elle est la phase du vecteur résultant .

Rappelons que la diagonale d’un losange est également la bissectrice de l’angle formé par les deux côtés concernés.

Or, cet angle vaut 227° - 107° = 120°. L’angle vaut donc = 60°. L’angle du vecteur représentant la phase du signal de chrominance résultant vaut 107° + 60° = 167°.

On constate que l’on retrouve la phase de 167° du signal jaune qui avait été émis, malgré l’erreur de phase due à la transmission.

Voyons maintenant son amplitude : l’amplitude du signal de chrominance est en réalité représentée par le vecteur égal à la longueur de la diagonale du losange. Ce vecteur a pour module :

= 2 x 0J1 cos

= 2 x 0,3 cos 60° = 2 x 0,3 x 0,5 = 0,3

Le décodeur PAL divisant par deux cette valeur, comme nous l’avons vu, on obtient un vecteur de longueur égale à 0,15.

On constate donc que contrairement à la phase, l’amplitude du signal n’est pas respectée.

En effet, lorsqu’il y a erreur de phase, l’amplitude du signal restitué est égale à l’amplitude du signal émis multiplié par le cosinus de l’angle d’erreur de phase (ici cos 60° = 0,5). On voit donc que plus l’erreur de phase (comprise entre 0 et 90°) est importante, plus l’amplitude du signal restitué est faible.

Le maximum de différence d’amplitude est atteint pour les valeurs d’erreurs de phases voisines de 90° ou de 270°. L’écart est moindre pour les angles voisins de 0° ou de 180°.

Dans notre exemple, le signal restitué a une phase de 167° et une amplitude de 0,15. On a émis un jaune presque saturé, on reçoit le même jaune mais cette fois ci peu saturé.

En conclusion, l’erreur de phase en PAL diminue la saturation de la couleur. C’est un inconvénient mais beaucoup moins gênant qu’en NTSC où une erreur de phase fait changer complètement de couleur. De plus, on s’aperçoit en consultant une table de trigonométrie que la diminution de la saturation ne devient jamais sensible qu’à partir d’une erreur de phase supérieure à 40°, ce qui est déjà important et relativement rare.

Nous avons fait toute la démonstration en transmettant la même information chrominance. Or, une image n’est pas uniformément rouge, verte ou bleue.

Or, il faut deux lignes consécutives pour retrouver le signal chrominance émis. On postule que sur une image, le signal chrominance varie peu d’une ligne à l’autre, ce qui permet d’effectuer l’opération que nous avons décrite.

Nous avons vu que l’on transmet des signaux avec une phase d’une part, et que l’on inverse au niveau du récepteur la phase de la composante E’ V une ligne sur deux, d’autre part. Comment le récepteur arrive t’il à déterminer la phase de tel signal et à inverser la phase de E’ V à la bonne ligne ? C’est ce que nous allons examiner à présent.

C) Salves de sous porteuse ou Color Burst

Il est indispensable que le récepteur ait une référence de phase pour démoduler les signaux de chrominance qui lui parviennent avec une phase qui est fonction de la teinte transmise.

Cette référence de phase est fournie à chaque ligne pendant l’intervalle de suppression ligne sous la forme d’une série de dix périodes de sous porteuse. La (figure 9) situe la salve de sous porteuse dans l’intervalle de suppression ligne.

La salve de sous porteuse constituée de périodes est transmise pendant 2,25 s. Elle débute 5,6 s après le début du top ligne.

En prenant pour référence le blanc à 100%, l’amplitude B de la salve est de 45 – 15 = 30%.

L’amplitude A maximum de la vidéo étant de 70%, l’amplitude B de la salve vaut donc B = A.

Voyons maintenant qu’elle est la phase de la salve en fonction de la phase de la composante E’ V qui, rappelons le, s’inverse à chaque ligne.

Pour les lignes où la phase de E’ V est de + 90°, la phase de la salve vaut 135° (figure 10 a) .

Pour les lignes où la phase de E’ V est de + 270°, la phase de la salve vaut 225° (figure 10 b) .

Ceci permet d’une part, au récepteur de connaître la phase de la composante E’ V et ensuite d’avoir la référence de phase de la sous porteuse afin de pouvoir démoduler le signal de chrominance transmis.

Nous venons de voir la salve de la sous porteuse. Or, cette salve qui comprend une dizaine de périodes de sous porteuse, nous renseigne sur la fréquence de la sous porteuse que nous n’avons pas encore vue. En effet, puisque dix périodes durent 2,25 s, une période dure 0,225 s, la fréquence de la sous porteuse vaut approximativement = 4,44 MHz.

D) Choix de la fréquence de la sous porteuse PAL

La fréquence de la sous porteuse, tout comme dans le procédé NTSC, est telle qu’elle perturbe le moins possible le signal vidéo. En conséquence, elle se situe aux alentours de 4 MHz pour les raisons que nous avons vues dans le NTSC .

Il faut de plus faire en sorte que la compatibilité soit bonne pour les téléviseurs noir et blanc.

Dans le procédé NTSC, la fréquence de la sous porteuse qui est égale à un multiple entier impair de la demi fréquence ligne permet, comme nous l’avons vu, grâce au fait qu’il y a un nombre impair de lignes par image, un entrelacement qui confère à la sous porteuse un minimum de visibilité.

Dans le procédé PAL, le fait d’inverser la phase de sous porteuse, une ligne sur deux rend celle-ci très visible sur l’écran si l’on conserve la même fréquence qu’en NTSC. On obtient plus l’entrelacement des points brillants mais cette fois, un alignement qui est très visible et qui se traduit par des colonnes verticales alternativement claires et sombres.

En choisissant la fréquence de la sous porteuse égale à un multiple entier impair du quart de la fréquence ligne, on obtient un entrelacement uniforme sur toutes les trames, ce qui est déjà moins visible. Mais ceci provoque encore un scintillement désagréable. Il faut donc réaliser un entrelacement à chaque trame afin que les points brillants d’une trame fassent place aux points sombres de la trame suivante.

La sous fréquence de la sous porteuse répondant le mieux à cette exigence est calculée ainsi :

= (n – 0,25) + 0,5

= (284 – 0,25) 15 625 + 25 = 4,43 361 875 MHz où n = 284 = 15 625 Hz = 50 Hz.

E) Spectre d’un canal PAL

Le spectre dépend du standard utilisé. Nous n’examinerons que le standard BG utilisé en Europe et le standard I utilisé en Angleterre.

1) Spectre d’un canal PAL en standard BG

La (figure 11) représente l’allure du spectre d’un canal PAL en standard BG.

En standard B et G, l’écart entre porteuses son et image est de 5,5 MHz. Ainsi, avec la sous porteuse de chrominance à 4,4 MHz, le spectre chrominance ne peut être que dissymétrique tout comme en NTSC. Il s’étend à 1,3 MHz pour la bande latérale inférieure et à 0,57 MHz pour la bande latérale supérieure.

On doit bien sur prévoir cela au niveau du codage en disposant des circuits de réduction du spectre dans le codeur PAL (figure 13) .

On remarquera le circuit de fabrication des salves de référence. Une porte ET reçoit à la fois la porteuse issue de l’oscillateur 4,43 361 875 MHz et un signal à la fréquence ligne déterminant la durée de transmission des salves.

A la sortie de cette porte, on obtient donc des salves qu’il ne reste plus qu’à déphaser de 135° ou 225° selon les lignes, cet aiguillage est réalisé par un commutateur électronique piloté par le générateur de synchronisation ligne.

II – Historique du système SECAM

Dans les années 50, la télévision couleurs apparut aux Etats-Unis avec le système NTSC qui se révéla être un succès technique et commercial. Dans le même temps, on commençait en France à effectuer des recherches sur un système de télévision en couleurs en vue d’implanter une chaîne couleur. Or, à cette époque, il n’y avait qu’une seule chaîne en 819 lignes. Il a donc été procédé à des travaux sur un système en 819 lignes utilisant les principe du NTSC et un système séquentiel simultané avec une sous porteuse chrominance située entre 7,6 et 8 MHz. Ces travaux n’ont réellement commencé qu’à partir de 1957. Il faut, d’autre part, préciser que ces travaux reposent sur des travaux antérieurs menés par Monsieur Henry de France, sur la télévision en couleurs. En effet, il s’aperçut qu’une réduction de moitié de la définition verticale de l’information couleur n’affectait pratiquement pas la qualité de l’image. En exploitant cet avantage indéniable de moindre quantité d’informations à transmettre, il imagina de transmettre les informations rouges et bleues non pas de façon simultanée comme dans le procédé NTSC mais de façon séquentielle.

Ainsi, la ligne n transmettrait l’information rouge, la ligne n + 1, l’information bleue puis la ligne n + 2, l’information rouge et ainsi de suite. Or, pour reconstituer l’information verte à partir des deux primaires rouge et bleue et de l’information de luminance comme dans le système NTSC, il manque toujours une des deux primaires. Or, Monsieur Henry de France imagina de stocker dans une ligne à retard pendant une ligne, l’information rouge puis bleue, ainsi, à chaque ligne, on dispose bien des deux primaires, une transmise directement et correspondant à la ligne présente et l’autre arrivant de la ligne à retard et correspondant à la ligne précédente.

De ces travaux allait naître le système SEquentiel Couleurs A Mémoire appelé procédé SECAM.

En 1959, il est décidé de créer une deuxième chaîne noir et blanc utilisant les bandes IV et V fonctionnant en standard 625 lignes. A partir de cette date, on se met à étudier le système SECAM pour ce standard 625 lignes, ce qui a l’avantage de simplifier le problème notamment au niveau du nombre d’informations à transmettre et par là même, de la largeur du spectre des signaux de couleur.

Ces études débouchent en 1961 sur la présentation du procédé SECAM I qui est alors définitivement figé dans ses principes fondamentaux.

A partir de cette date, il va être procédé à des modifications mineures visant à améliorer d’une part la qualité des images transmises et d’autre part, la compatibilité. Ainsi sera alors mis au point le procédé SECAM II puis le procédé SECAM III qui fut présenté à l’Assemblée Générale du CCIR qui fut tenue à Vienne en 1965.

Au SECAM III devait succéder ensuite le SECAM III A puis le SECAM III B, à la suite de modification visant à optimaliser ce procédé, ce système SECAM III B allait être mis en service en juin 1967.

III – Principe général du procédé SECAM

A l’instar des procédés NTSC et PAL que nous avons examinés précédemment, le procédé SECAM est également compatible. Il s’en suit que la condition de compatibilité implique la transmission, d’une part, d’une information de luminance et d’autre part, de la transmission d’une information de chrominance.

L’information de luminance est constituée du signal E’ Y comme dans les procédés NTSC et PAL.

L’information de chrominance est constituée des signaux E’ R – E’ Y et E’ B – E’ Y transmis séquentiellement à la fréquence ligne. La transmission des signaux E’ R – E’ Y et E’ B – E’ Y se fait à l’aide d’une sous porteuse modulée en fréquence et contenue dans le spectre de la luminance comme le représente la (figure 14) .

A) Elaboration du signal vidéo composite SECAM

La caméra couleur délivre les trois signaux primaires E’ R, E’ G et E’ B issus des trois tubes analyseurs et résultant de l’analyse trichrome de l’image.

Il va donc falloir coder, c'est-à-dire élaborer à partir de ces trois signaux primaires, un signal vidéo composite qui sera conforme aux normes du procédé SECAM.

Les trois signaux primaires provenant de la caméra sont, d’une part appliqués à un circuit de matriçage luminance qui délivre le signal E’ Y toujours égal à la somme pondérée des trois primaires tel que :

E’ Y = 0,30 E’ R + 0,59 E’ G + 0,11 E’ B

Ainsi que nous l’avons déjà vu dans le chapitre précédent. D’autre part, le signal de luminance E’ Y et les signaux primaires E’ R et E’ B sont appliqués à un circuit de matriçage chrominance qui délivre deux signaux E’ R – E’ Y et E’ B – E’ Y (figure 15) .

Nous sommes maintenant en présence de deux voies. La voie de luminance et la voie de chrominance. La voie de chrominance est constituée de deux lignes qui arrivent à des circuits chargés d’effectuer des corrections et de moduler en fréquence une sous porteuse. A la sortie de ces circuits, on retrouve les deux lignes qui appliquent au commutateur électronique, les informations chrominance modulées en fréquence.

A la sortie de ce commutateur électronique ressort la sous porteuse de chrominance. Cette dernière est ajoutée au signal de luminance E’ Y dans un sommateur qui délivre le signal vidéo composite.

Maintenant que vous avez une vue d’ensemble du codage SECAM, nous allons nous attacher à examiner très en détail le codage, les problèmes posés et les solutions retenues qui ont abouti du SECAM III B.

IV – Analyse de la voie de chrominance dans le codage SECAM

Dans la voie de chrominance, il y a lieu de distinguer trois étapes depuis les trois signaux primaires délivrés par la caméra jusqu’à l’obtention de la sous porteuse modulée :

L’élaboration du signal modulant

La modulation de la sous porteuse

La mise en forme de la sous porteuse modulée

a) Elaboration du signal modulant

Nous allons partir des signaux R, G et B qui sont transmis pour constituer la mire de barres bien connue (figure 16) . Les signaux primaires subissent d’abord une correction de gamma et deviennent donc les signaux E’ R, E’ G et E’ B : ils sont représentés dans la (figure 16 b) .

Nous constatons en observant cette figure, que ces trois signaux atteignent une amplitude de 100% uniquement pour la barre blanche et seulement 75% pour les autres barres. Ceci provient du fait que dans la nature, les couleurs ne sont jamais complètement saturées et que la saturation maximum observée se situe aux alentours de 75%.

Nous avons vu dans le paragraphe précédent que le signal modulant est constitué de la succession des deux signaux différence rouge et bleu.

Une remarque s’impose ici. En effet, pourquoi a-t-on choisi de ne pas transmettre le vert plutôt qu’une autre primaire ?

Si nous observons la (figure 16) , nous voyons immédiatement que la durée non partagée pendant laquelle le signal vert est à zéro est la plus importante par rapport aux signaux rouge et bleu.

Ceci revient à dire que l’amplitude du signal vert est à zéro d’une façon continue plus longtemps que celle des autres signaux.

Or, plus l’amplitude d’un signal est faible, plus ce signal est vulnérable au bruit. On constate donc que c’est le signal vert qui est le plus vulnérable au bruit et c’est pourquoi on a choisi de ne pas le transmettre afin d’améliorer l’immunité au bruit.

Ce sont donc les signaux rouge et bleu qui sont transmis mais sous la forme différence d’avec le signal luminance pour permettre la compatibilité du système.

On va donc, dans un premier temps, fabriquer les signaux E’ R – E’ Y et E’ B – E’ Y au niveau du matriçage chrominance (figure 15) .

La (figure 17) représente les signaux E’ Y, E’ B et le signal différence E’ B – E’ Y.

La (figure 18) représente de même, l’élaboration du signal E’ R – E’ Y.

Le signal E’ B – E’ Y évolue entre les amplitudes extrêmes – 0,66 à + 0,66 et le signal E’ R – E’ Y entre les amplitudes extrêmes – 0,52 à + 0,52. Tout ceci n’est pas homogène, en effet, les trois signaux à transmettre E’ Y, E’ B – E’ Y et E’ R – E’ Y ont trois amplitudes maximum différentes.

Il a donc été décidé de transformer les signaux de chrominance afin que leur amplitude maximum atteigne 1 à l’instar du signal de luminance E’ Y. le signal E’ B – E’ Y devient le signal D’B et le signal E’ R – E’ Y devient le signal D’R de telle sorte que :

D’B = (E’ B – E’ Y)

D’R = (E’ R – E’ Y)

Quelle doit être la valeur numérique de et afin de réaliser la condition d’égale amplitude maximum évoquée plus haut ?

Pour le signal de chrominance véhiculant l’information bleue, l’amplitude maximum atteinte par le signal E’ B – E’ Y est de 0,6645, l’amplitude atteinte par le signal D’B doit être égale à 1, on a donc x 0,6645 = 1 d’où = = 1,5.

D’où : D’B = 1,5 (E’ B – E’ Y)

Pour le signal de chrominance véhiculant l’information rouge, l’amplitude maximum atteinte par le signal E’ R – E’ Y soit 0,5257. L’amplitude maximum atteinte par le signal D’R doit être de 1.

On a donc x 0,5257 = 1 d’où = = 1,9

On affecte d’autre part le coefficient 1,9 du signe – afin de réduire les défauts colorés par distorsion de phase différentielle.

D’où : D’R = - 1,9 (E’ R – E’ Y)

Examinons pourquoi l’on a affecté le coefficient 1,9 du signe – et par la même, ce qu’est la distorsion par phase différentielle.

Nous avons vu que les informations de chrominance sont transmises par l’intermédiaire d’une sous porteuse modulée en fréquence par les signaux de différence de couleurs (D’B et D’R). En conséquence, les circuits de décodage du récepteur sont donc sensibles à la fréquence de la sous porteuse.

Or, lors d’une variation brusque de luminance, les signaux D’B et D’R subissent également une brusque transition.

Ceci entraîne au niveau de la sous porteuse une modulation de phase qui provoque une erreur de teinte à la réception, d’autant plus importante que la variation de luminance est plus rapide.

Or, si l’on avait affecté les coefficients et du même signe, les modulations de fréquence de la sous porteuse par D’R et D’B iraient dans le même sens. Dans les transitions de luminance, l’erreur de teinte due à la distorsion différentielle de phase qui en résulterait irait du jaune verdâtre vers le mauve. Cette teinte est très différente de la première et ce défaut serait particulièrement visible.

Avec la solution retenue, c'est-à-dire positif et négatif, les modulations de fréquence de la sous porteuse pour D’R et D’B vont dans le sens contraire. Dans les transitions de luminance, l’erreur de teinte due à la distorsion différentielle de phase qui en résulte va du rouge orangé vers le bleu cyan, ce qui est moins perceptible par l’œil.

La (figure 19) représente le signal E’B – E’ Y et le signal D’B, tandis que la (figure 20) montre le signal E’ R – E’ Y et le signal D’R. On remarque que les signaux E’ B – E’ Y et D’B ne diffèrent que par leur amplitude alors que les signaux E’ R – E’ Y et D’R diffèrent non seulement par leur amplitude mais aussi par leur phase qui est opposée. Ceci résulte du signe – qui affecte le coefficient .

Le tableau de la (figure 21) résume les valeurs que prennent les signaux que nous venons d’examiner en fonction des différentes teintes de la mire de barres. A ce stade, nous sommes en présence des signaux D’R et D’B. Nous avons vu dans le chapitre précédent que la transmission des signaux de chrominance s’effectuait d’une façon séquentielle à la fréquence ligne. Pour résumer tout ceci, examinons le synoptique de la (figure 22) qui fait le point de ce que nous savons.

Les trois signaux primaires E’R, E’ G et E’B sont appliqués aux circuits de matriçage de luminance et aux circuits de matriçage de chrominance : le signal E’ Y de luminance élaboré est appliqué aux circuits de matriçage de chrominance qui délivrent les signaux E’R – E’ Y et E’B – E’ Y.

Ces deux signaux subissent une correction d’amplitude seule pour le signal E’B – E’ Y et une correction d’amplitude et de phase pour le signal E’R – E’ Y. On obtient donc les signaux D’R et D’B.

Nous avons donc obtenu les signaux définitifs qui vont moduler la sous porteuse. Nous allons donc maintenant nous attacher à examiner la modulation de la sous porteuse et passer en revue les problèmes posés par une sous porteuse dans le spectre de la luminance puis examiner les solutions qui permettent de résoudre ces problèmes.

B) Modulation de la sous porteuse de chrominance

La bande passante des signaux de chrominance qui s’étend de la composante continue (zéro) jusqu’à 1 MHz environ a présidé au choix de la modulation en fréquence de la sous porteuse.

D’autre part, malgré la faible probabilité de fortes transitions des signaux de chrominance, les couleurs très saturées étant rares dans la nature, ceux-ci, comme tout signal vidéo d’ailleurs doivent avoir un temps de réponse correct en régime transitoire.

De plus, pour améliorer la compatibilité, il faut avoir une sous porteuse dont l’amplitude est aussi faible que possible afin de diminuer un moirage gênant. Mais une sous porteuse de faible amplitude est vulnérable au bruit. Pour pallier à ces défauts, il est nécessaire d’effectuer une mise en forme des signaux de chrominance.

1) Mise en forme des signaux de chrominance

La mise en forme de la sous porteuse modulée est un filtrage qui réduit l’amplitude des fréquences centrales. La courbe de réponse du filtre est appelée anti cloche car son homologue utilisé à la réception, qui a pour rôle de redonner à la sous porteuse modulée la forme qu’elle avait avant la mise en forme à l’émission, est un filtre dont la courbe de réponse est en forme de cloche.

Cette double opération dont une partie a lieu à l’émission et l’autre à la réception rend ainsi la caractéristique globale de la sous porteuse uniforme et est donc sans effet sur la transmission des signaux de chrominance. Mais ceci a un avantage, c’est de permettre la réduction du niveau de la sous porteuse tout en conservant une protection efficace contre le bruit inhérent à la transmission.

Ce remède a un revers. En effet,la mise enforme effectuée sur la sous porteuse modulée produit une modulation d’amplitude de cette dernière et notamment une augmentation d’amplitude lors des shifts importants. Si on laissait les choses en l’état, il se produirait une détérioration notable de la compatibilité.

Pour éviter ce problème, on effectue une mise en forme des signaux D’R et D’B en leur faisant subir une préaccentuation, ce qui augmente l’amplitude relative des fréquences élevées.

La préaccentuation permet ainsi de réduire les écarts de fréquence dus aux larges plages colorées et partant la modulation d’amplitude indésirable qui en résulte. La (figure 23 a) représente les signaux D’R et D’B , la (figure 23 b) , les signaux D’R et D’B pré accentués et la (figure 23 c) , les signaux D’R et D’B pré accentués limités.

On observe que l’amplitude des signaux pré accentués est importante, il est donc nécessaire de limiter ces signaux afin d’obtenir des signaux modulants qui ne provoquent pas de shifts trop importants comme nous le verrons par la suite.

En conclusion de ce que nous venons de voir, il faut retenir que ces deux mises en forme successives apportent une protection efficace contre le bruit et les interférences et ceci malgré le faible niveau de la sous porteuse nécessaire pour obtenir une compatibilité satisfaisante.

2) Choix de la fréquence de la sous porteuse

Dans les procédés SECAM I et II, une seule et même sous porteuse était utilisée pour supporter les signaux D’R et D’B.

Ceci présentait un avantage indéniable de simplicité mais avait de nombreux inconvénients :

Un problème de compatibilité : la sous porteuse était très visible.

Les transitions étaient mal retransmises, l’expérience montre en effet, que les transitions sont plus correctement retransmises si on décale légèrement les excursions d’un côté ou de l’autre de la fréquence centrale de la bande chrominance.

La couleur rouge qui est très sensible au bruit était très affectée par ce défaut. Le remède est le décalage de la fréquence de repos vers les fréquences élevées du canal chrominance. On résout ainsi le problème du bruit pour le rouge mais un inconvénient apparaît. En effet, si on observe le signal D’B pré accentué et limité de la (figure 23 c) , on s’aperçoit que ce signal présente de nombreuses pointes qui vont provoquer un shift important et faire ainsi dépasser du côté des fréquences hautes du canal alloué la fréquence de la sous porteuse. Il faudrait donc plutôt décaler la sous porteuse vers le bas du canal chrominance pour retransmettre correctement le signal D’B. Il y a donc contradiction entre ces deux exigences. La solution à ce dilemme a été trouvée avec le procédé SECAM III qui propose d’utiliser deux fréquences distinctes de sous porteuse, l’une pour le signal D’R et l’autre pour le signal D’B.

Quelles fréquences choisir pour ces deux sous porteuses ?

Si on se réfère aux procédés NTSC et PAL, on se souvient que la fréquence de la sous porteuse chrominance (unique dans ces deux procédés) avait été choisie afin de l’intercaler entre les harmoniques du signal de luminance.

Dans le cas du SECAM, il est impossible de réaliser un tel compromis. En effet, nous avons affaire ici à une modulation de fréquence ce qui implique que les composantes du spectre de la sous porteuse changent sans arrêt de place au rythme de l’allure des signaux de chrominance modulants.

Ceci provoque un moirage sur l’écran que l’on peut atténuer en choisissant des fréquences de sous porteuses qui limitent ce moirage et atténuent par la même, la gêne ressentie par le téléspectateur, autrement dit, améliorent la compatibilité.

L’expérience montre que c’est lorsque la fréquence de repos de la sous porteuse est un multiple entier pair de la fréquence ligne que le moirage est minimum. Il faut d’autre part, être en accord avec les normes de la CCIR qui alloue une fréquence de sous porteuse aux alentours de 4 MHz.

Compte tenu de toutes ces exigences, la fréquence de repos de la sous porteuse pour le signal D’R a été fixé à 282 fois la fréquence ligne et la fréquence de repos de la sous porteuse pour le signal D’B à 272 fois la fréquence ligne. Ceci donne les valeurs suivantes :

= 15 625 x 282 = 4 406 250 Hz ou 4,40625 MHz

= 15 625 x 272 = 4 250 000 Hz ou 4,25 MHz

3) Modulation de la sous porteuse du signal D’R

Le problème consiste à moduler en fréquence par le signal D’R une porteuse dont la fréquence de repos est de 4,40625 MHz.

Nous avons vu au chapitre précédent, qu’il convenait de limiter le signal D’R pré accentué. Nous allons, sans revenir sur ce qui a été dit, quantifier cela.

Nous avons vu que le signal D’R a une amplitude qui se développe entre les niveaux + 1 et – 1. La limitation du signal D’R pré accentué se fait à 1,25 pour les transitions positives et à 1,8 pour les transitons négatives comme le représente la (figure 24) .

L’accentuation puis la limitation est en fait une correction complexe que l’on fait subir au signal.

La (figure 25) montre les courbes de réponse de l’étage de pré accentuation (courbe rouge) du limiteur (courbe jaune) et la courbe résultante (courbe bleue) qui est la courbe de réponse en fréquence du spectre vidéo chrominance. Si on observe cette courbe de réponse globale, on remarque un gain maximum de 8,5 dB aux environs de 0,750 MHz.

Si on considère ce niveau, on constate que la bande passante à – 3 dB est d’environ 1,4 MHz. On voit ensuite que la pente d’atténuation à une allure asymptotique, en effet, vers le niveau + 2,5 dB, la pente est de 12 dB : octave et vers le niveau – 6 dB, elle avoisine 20 dB par octave.

Il nous faut maintenant examiner la modulation proprement dite de la sous porteuse par le signal D’R mis en forme.

La (figure 26) représente la modulation de la sous porteuse par le signal D’R.

Le signal D’R modulant est représenté en ordonnée avec ses valeurs d’amplitudes.

La sous porteuse est représentée en abscisse avec la valeur de la fréquence correspondant à chaque niveau du signal modulant.

L’excursion de fréquence de part et d’autre de la fréquence de repos est représentée sur la droite de report des deux autres axes.

En observant la (figure 26) , on remarque plusieurs points intéressants :

Pour les échelons dont l’amplitude est de 1, la déviation de fréquence est de 280 kHz. 280 kHz est en effet le shift maximum pour le signal D’R pour la transmission d’un signal établi.

Pour les échelons noir et blanc, la déviation de fréquence est nulle et la fréquence de la sous porteuse est celle de la fréquence de repos, soit 4,40625 MHz.

Pour les autres échelons, le shift est compris entre 0 et 280 kHz.

Pour la transition jaune cyan, l’amplitude du signal D’R vaut 1,25 fois le niveau nominal maximum, ce qui entraîne un shift positif de 350 kHz. La fréquence de la sous porteuse vaut à ce moment la 4,75625 MHz, ce qui correspond à la limite supérieure du canal de chrominance.

Pour la transition vert magenta, l’amplitude du signal D’R vaut 1,8 fois le niveau nominal maximum, ce qui provoque un shift négatif de 506 kHz. La fréquence de la sous porteuse vaut à ce moment la 3,90025 MHz, ce qui correspond à la limite inférieure du canal de chrominance.

On remarque donc que la fréquence de la sous porteuse du signal D’R se déplace de 280 kHz de chaque côté de sa fréquence de repos pour transmettre les signaux correspondants aux différentes teintes mais qu’elle peut occuper tout le spectre chrominance pour certaines transitions.

4) Modulation de la sous porteuse du signal D’B

Comme dans le cas de la sous porteuse D’R, il faut moduler en fréquence par le signal D’B une porteuse dont la fréquence de repos est de 4,25 MHz. Tout comme nous l’avons fait dans le chapitre précédent pour le signal D’R, nous allons quantifier le niveau d’écrêtage appliqué au signal D’B.

Le signal D’B a une amplitude qui se développe entre les niveaux + 1 et -1. La limitation du signal D’B pré accentué se fait à 2,25 pour les transitions positives et à 1,52 pour les transitions négatives comme le représente la (figure 27) .

L’accentuation puis la limitation du signal est réalisée selon la loi de variation représentée par les courbes de la (figure 25) qui ont été commentées au chapitre précédent.

Examinons maintenant la modulation de la sous porteuse par le signal D’B telle que la représente la (figure 28) .

Le signal D’B modulant est représenté en ordonnée avec ses valeurs d’amplitudes. La sous porteuse modulée en fréquence est représentée en abscisse avec la valeur de la fréquence correspondant à chaque niveau du signal modulant. L’excursion de fréquence est représentée sur la diagonale.

Comme nous l’avons fait pour la modulation de la sous porteuse du signal D’R, nous remarquons plusieurs points intéressants à l’observation de la (figure 28) .

Les échelons dont l’amplitude est de 1 provoquent une déviation de fréquence de 230 kHz, ce shift étant le maximum pour la transmission d’un signal établi.

Pour les échelons noir et blanc, la déviation de fréquence est nulle et la fréquence de la sous porteuse est celle de la fréquence de repos soit 4,250 MHz.

Pour les autres échelons, le shift est compris entre 0 et 230 kHz.

Pour les transitions vert magenta et rouge bleu, l’amplitude du signal D’B vaut 2,25 fois le niveau nominal maximum, ce qui provoque un shift positif de 506 kHz. La fréquence de la sous porteuse vaut alors 4,756 MHz, ce qui correspond à la limite supérieure du canal chrominance.

Pour les transitions blanc jaune, cyan vert et magenta rouge, l’amplitude du signal D’B vaut 1,52 fois le niveau nominal maximum, ce qui provoque un shift négatif de 350 kHz. La fréquence de la sous porteuse vaut alors 3,9 MHz, ce qui correspond à la limite inférieure du canal de chrominance.

On observe donc que la fréquence de la sous porteuse du signal D’B se déplace de 230 kHz de part et d’autre de sa fréquence de repos pour transmettre les signaux correspondants aux différentes teintes. Il es t à noter qu’elle peut occuper tout le spectre chrominance pour presque toutes les transitions contrairement à la sous porteuse du signal D’R qui ne l’occupait que rarement.

Les excursions de fréquence des sous porteuses sont résumées sur le graphique de la (figure 29) .

On y remarque la déviation nominale de fréquence de 280 kHz autour de la fréquence de repos de la sous porteuse de D’R égale à 4,40625 MHz, de même pour le shift de 230 kHz autour de la fréquence de repos de la sous porteuse de D’B égale à 4,250 MHz.

La valeur maximale de l’excursion pendant les transitions est limitée pour la sous porteuse de D’R à + 350 kHz 18 kHz et à – 506 kHz 25 kHz.

Pour la sous porteuse de D’B, l’excursion maximum est limitée lors des transitions à + 506 kHz 25 kHz et à – 350 kHz 18 kHz.

Nous sommes arrivés au stade où les deux porteuses modulées vont être, grâce au commutateur électronique, émises séquentiellement comme nous l’avons vu dans le paragraphe décrivant le système SECAM dans ses grandes lignes.

Le schéma synoptique simplifié du codeur SECAM représenté à la (figure 30) , résume tout ce que nous venons de voir jusqu’à présent.

Jusqu’à la fabrication des signaux D’R et D’B, on reconnaît le synoptique de la (figure 22) dont nous avons parlé à ce moment la.

Ensuite, nous trouvons les circuits de pré accentuation puis les limiteurs. Les signaux D’B et D’R mis en forme sont alors dirigés vers deux modulateurs FM qui reçoivent également une porteuse issue pour le modulateur D’B d’un multiplicateur par 272, et pour le démodulateur D’R d’un multiplicateur par 282. Les deux multiplicateurs reçoivent un signal à fréquence ligne et en phase avec le générateur de synchronisation ligne.

Nous avons donc maintenant deux sous porteuses qui aboutissent à un commutateur électronique. Ce dernier va sélectionner séquentiellement le signal D’R pendant une ligne puis le signal D’B à la ligne suivante et ainsi de suite : en sortie du commutateur, on dispose donc d’une sous porteuse composée d’une alternance de sous porteuse D’R et de sous porteuse D’B : ce sont ces signaux qui sont émis.

C’est bien sur ce signal de sous porteuse que le récepteur va recevoir pour reconstituer l’image couleur.

Le décodage est approximativement l’opération inverse du codage. Le récepteur qui reçoit une émission couleurs sélectionne la sous porteuse chrominance. Cette sous porteuse est composée d’une succession de sous porteuses D’R et D’B qu’il faut aiguiller sur une voie rouge pour la sous porteuse D’R et sur une voie bleue pour la sous porteuse D’B. Cette opération est effectuée comme pour le codage, par un commutateur électronique.

Il est bien évident que le commutateur électronique du récepteur doit fonctionner à la même fréquence et en phase avec son homologue codeur de l’émetteur. La concordance de fréquence est facile à réaliser : il suffit de commander le commutateur avec un signal issu de la base de temps ligne.

La concordance de phase est, par contre, beaucoup plus aléatoire. En effet, à la mise en marche du récepteur, il y a une chance sur deux pour que le commutateur soit dans la même position que celui de l’émetteur. De plus, au cours d’une émission, il y a parfois des interruptions, qui risquent de provoquer une erreur de phase à la reprise de l’émission.

Pour toutes ces raisons, il est absolument nécessaire d’émettre des signaux qui ont pour rôle d’asservir la phase du commutateur. Ce sont les signaux d’identification que nous allons examiner.

C) Signaux d’identification

Il y a deux sortes de signaux d’identification qui donnent lieu à deux types d’identification :

Les signaux transmis dans l’intervalle de suppression trame.

Les signaux transmis dans l’intervalle de suppression ligne.

1) Signaux d’identification transmis pendant la suppression trame ou identification verticale

Ces signaux sont élaborés en modulant en fréquence la sous porteuse avec un signal composé d’une succession de neuf créneaux dont chacun à la durée d’une ligne.

Ces neufs créneaux sont de deux types : cinq d’une sorte intercalés, de quatre d’une autre sorte.

Voyons comment sont fabriqués ces signaux. Deux générateurs délivrent deux types de signaux triangulaires représentés à la (figure 31) . Les signaux correspondant aux lignes D’B sont constitués d’une succession de dents de scie négatives qui se développent sous le zéro volt. Leur durée est d’environ 60 s et elles se succèdent une ligne sur deux.

Les signaux correspondant aux lignes D’R sont constitués d’une succession de dents de scie positives qui se développent sur une tension continue . Elles se succèdent une ligne sur deux en alternance avec les dents de scie D’B et ont également une durée d’environ 60 s.

Les deux signaux triangulaires passent ensuite dans un circuit écrêteur afin de leur donner les forme et amplitude définitives. Cette opération est représentée à la (figure 32) .

On observe que l’écrêtage ne se fait pas au même niveau pour le signal D’R et pour le signal D’B.

Pour le signal d’identification D’R, le niveau d’écrêtage vaut 1,25 fois le niveau nominal maximum de l’amplitude du signal D’R et pour le signal d’identification D’B, le niveau d’écrêtage vaut 1,52 fois le niveau nominal maximum du signal D’B.

Ainsi le rapport = = 1,216

D’autre part, le temps de montée pour le signal d’identification D’R est de 15 s 5 s. Le temps de montée du signal d’identification D’B vaut 18 s 6 s.

Ces signaux sont ensuite mélangés puis modulent en fréquence les sous porteuses de D’R et D’B, la (figure 33) représente la valeur instantanée des sous porteuses en fonction de l’amplitude des signaux d’identification modulants.

On voit sur la (figure 33) que les signaux d’identification D’R et D’B provoquent tous deux un shift de 350 kHz des fréquences de repos des sous porteuses D’R et D’B. Ainsi, le signal D’R établi, confère à la sous porteuse une fréquence de 4,75625 MHz et le signal D’B une fréquence de 3,9 MHz.

Nous avons vu au début du paragraphe qu’il y a neuf créneaux d’identification transmis, chacun ayant la durée d’une ligne soit 64 s, la durée d’une salve d’identification est de 9 x 64 = 576 s. Les salves sont envoyées dans l’intervalle de suppression trame, elles se répètent donc toutes les 20 ms.

La (figure 34) représente la durée et le positionnement des salves d’identification. On remarque que la salve d’identification de la trame paire occupe les lignes 7 à 15 incluses et celle de la trame impaire les lignes 320 à 328 incluses.

Tout au long de ce paragraphe, nous avons vu l’élaboration des signaux d’identification que la (figure 35) résume synoptiquement. Deux générateurs délivrent deux signaux triangulaires qui sont ensuite écrêtés puis mélangés au niveau du circuit additionneur. On obtient le signal d’identification que nous avons vu en détail plus haut. Les générateurs fonctionnent tout le temps et la salve d’identification n’est transmise que sur neuf lignes et à un instant bien précis de chaque trame, comme nous l’avons vu plus haut. Il faut donc prévoir un circuit qui délivre une salve de neuf signaux d’identification. Ce circuit est une porte qui est commandée par créneaux d’une durée de 576 s convenablement positionnés dans l’intervalle de suppression trame.

Nous n’avons représenté, sur la (figure 34) , la salve d’identification effectivement transmise par l’émetteur donc la salve HF modulée en fréquence car la sous porteuse subit une correction complexe qui fait l’objet du prochain chapitre.

2) Signaux d’identification transmis pendant la suppression ligne ou identification horizontale

Une salve de sous porteuse est transmise pendant le palier arrière du top de synchronisation ligne. Outre l’identification horizontale qui nous préoccupe ici, cette salve à d’autres rôles que nous allons citer.

Elle permet d’éliminer le bruit de la modulation de fréquence en l’absence de sous porteuse qui se manifeste par un souffle au niveau des discriminateurs. La présence de cette salve sature les discriminateurs et ils ne donnent lieu à aucun souffle.

Elle met les discriminateurs en état de fonctionner dés l’arrivée des signaux de chrominance.

Elle permet, le cas échéant, une correction automatique de la dérive des discriminateurs.

La (figure 36) représente cette salve d’identification. On constate qu’elle s’établit 5,6 s après le début du top ligne et jusqu’à 10,7 s après ce même temps, c'est-à-dire à 50% du front arrière du signal de suppression ligne. La sous porteuse chrominance modulée lui succède en continuité de phase.

La salve d’identification dure environ 5 s. L’amplitude de la salve d’identification est différente selon qu’il s’agit d’une ligne D’R ou d’une ligne D’B.

Si l’on prend pour niveau 1 l’amplitude correspondant au niveau du blanc maximum, l’amplitude crête de la salve D’R vaut 0,107 et celle de la salve D’B 0,083. Nous allons maintenant nous attacher à examiner la phase de la sous porteuse qui change périodiquement pour des raisons de compatibilité.

D) Périodicité des signaux de chrominance

La sous porteuse chrominance constitue un signal parasite qui peut provoquer une gêne semblable à des interférences issues d’un émetteur brouilleur par exemple. Analysons le phénomène parasite. Les alternances positives de la sous porteuse s’ajoutent au signal de luminance et augmentent donc cette dernière. Les alternances négatives de la sous porteuse se retranchent du signal de luminance et diminuent cette dernière. Ceci provoque sur une ligne des points dont la luminosité est alternativement forte et faible à la fréquence de la sous porteuse.

Si la fréquence de la sous porteuse était unique et, par exemple égale à 282 fois la fréquence ligne soit 4,40625 MHz, c'est-à-dire une fréquence de sous porteuse multiple entier de celle du balayage ligne, le pointillé se reproduirait de façon identique sur toutes les lignes et ceci avec la même phase relative. On observerait sur l’écran une structure de bandes verticales fixes qui se manifesteraient sous l’aspect de 500 colonnes environ alternativement claires et sombres. Or, nous le savons, il y a deux fréquences de sous porteuses et chacune évolue constamment en fonction du signal de chrominance transmis. Malgré cela, on peut tout de même obtenir une structure de colonnes fixes qui est malgré tout préférable à une structure anarchique génératrice de moires.

Pour cela, il devient nécessaire d’effectuer une remise en phase de la sous porteuse de façon périodique. Cette remise en phase a lieu pendant les intervalles de suppression ligne.

A ce stade, la structure de colonne est très visible et il faut absolument diminuer la visibilité de la sous porteuse.

Pour ce faire, on effectue une inversion de la phase de la sous porteuse lors de chaque intervalle de suppression trame. On obtient ainsi un entrelacement des structures, ce qui atténue considérablement la visibilité de la sous porteuse à la condition toutefois de garder les yeux fixes pour l’observation de l’écran. Or, il est bien évident que l’œil est en mouvement quand on regarde la télévision. Le mouvement oculaire produit un décalage entre les trames successives de l’image projetée par le cristallin sur la rétine.

Ainsi, cet effet stroboscopique fait réapparaître la structure de bandes très visibles. Il faut donc briser la structure de colonne existant dans chaque trame. Ceci est obtenu en inversant la phase de la sous porteuse entre les lignes d’une même trame.

La première idée qui vient à l’esprit est d’inverser la phase à chaque ligne. Or, dans le système SECAM, la fréquence de la sous porteuse est différente pour deux lignes consécutives. Si l’on effectue un changement de phase à chaque ligne, ce changement de phase est effectué sur les lignes transmettant des signaux de chrominance différents et on observe une perte d’efficacité totale de cette opération vers la droite de l’écran. Ceci s’explique par le fait qu’il se produit un glissement de phase sur lequel on ne peut pas agir et ceci en raison des différences de fréquences instantanées dues à la modulation en fréquence de la sous porteuse.

Puisqu’un changement de phase sur des signaux différents est inefficace, on effectue un changement de phase sur les lignes qui portent le même signal de chrominance. L’expérience a montré, à la suite de nombreux essais, que le minimum de visibilité est obtenu en inversant la phase une ligne sur trois.

Le synoptique de la (figure 37) représente le principe du changement de la sous porteuse.

Un premier commutateur électronique effectue les inversions de phase à fréquence trame et un second les inversions de phase une ligne sur trois.

Le tableau de la (figure 38) donne la phase de chaque ligne.

En observant ce tableau, on voit effectivement que la phase de la sous porteuse s’inverse une ligne sur trois.

Considérons que la première image, aux deux premières lignes, la sous porteuse est en phase, ce n’est qu’à la troisième qu’elle s’inverse pour revenir en phase aux lignes 4 et 5. Le cycle se répète jusqu’à la fin de la première trame. En effet, à la 313éme ligne, la sous porteuse est en phase et à la 314éme ligne, elle est inversée car on a changé de trame. C’est l’inversion de phase à fréquence trame. Si l’on considère le début de la deuxième trame, on s’aperçoit qu’à la ligne 315, la sous porteuse s’inverse de nouveau pour revenir en phase.

Cela surprend au premier abord, en fait, cela est tout à fait normal et en parfait accord avec ce que nous avons vu plus haut.

En effet, il faut bien voir que les deux commutateurs de phase ligne et trame fonctionnent séparément. Or, l’inversion de phase due au commutateur s’est effectuée à la ligne 312 donc la prochaine inversion se fait trois lignes plus loin, c'est-à-dire à la ligne 315.

On remarque ensuite que toutes les trois lignes, la phase s’inverse et ce jusqu’à la fin de la deuxième trame. Au début de la troisième trame, on a le même processus qu’au début de la seconde, nous n’y reviendront donc pas.

Par contre, à la fin de la troisième trame, la phase changeant à la ligne 311, devrait donc rechanger à la ligne 314. Or, à la ligne 314 correspond le changement de phase du à la trame. C’est pourquoi la phase de la première ligne de la trame quatre est la même que celle de la dernière ligne de la trame trois. A la ligne 314, la phase s’inverse deux fois, elle reste donc inchangée. Même remarque pour la fin de la trame quatre et le début de la trame cinq.

Examinons la fin de la trame cinq et le début de la trame six. Nous voyons que les lignes 313, 314 et 315 ont la même phase, voici l’explication : à la ligne 313, la phase s’inverse pour une ligne. Donc au début de la ligne 314, la phase s’inverse de nouveau mais il y a également inversion due à la commutation trame. Il y a donc double inversion de phase, ce qui explique que les lignes 313, 314 et 315 ait la même phase. Il en est de même pour la fin de la trame six et le début de la trame sept. Nous avons maintenant vu tous les cas de figures. Or, le tableau va jusqu’à la trame 13, car on s’aperçoit que la phase de la sous porteuse associée au contenu de la ligne correspondante, ne se reproduit identiquement à la première trame qu’à la troisième, le cycle est donc très long puisque égal à douze trames.

E) Mise en forme de la sous porteuse modulée

1) Circuit de mise en forme

Nous avons vu dans un paragraphe précédent que l’excursion de fréquence des sous porteuses va de – 350 kHz (shift du aux signaux d’identification) à + 230 kHz pour le signal D’B et de – 280 kHz à + 350 kHz (shift du aux signaux d’identification) pour le signal D’R.

La (figure 39) représente l’encombrement du spectre. Nous voyons que l’on excursionne à 350 kHz en dessous de la porteuse de D’B et à 350 kHz au dessus de la porteuse de D’R. Ceci fait donc 700 kHz auxquels il faut ajouter les 156 kHz qui séparent les deux porteuses, ce qui fait 856 kHz au total.

Nous pouvons considérer que les 856 kHz sont occupés par une seule porteuse modulée en fréquence qui ignore sa position de repos.

Par conséquent, bien que les excursions de fréquence soient dissymétriques, tout se passe comme si elles étaient symétriques par rapport à la fréquence centrale du spectre.

On peut considérer que nous avons une fréquence centrale à laquelle on fait subir un shift de 428 kHz. Ce shift correspond au signal modulant d’amplitude maximum qui vaut 750 kHz comme cela apparaît sur la courbe de la (figure 40) .

A l’aide de la courbe de la (figure 40) , nous allons faire un tableau dans lequel on va d’abord faire apparaître l’atténuation A du signal modulant en fonction de sa fréquence, puis nous calculerons l’excursion de la sous porteuse et enfin l’indice de modulation.

La simple lecture de la courbe permet de remplir les deux premières colonnes du tableau de la (figure 41) .

Déterminons maintenant l’excursion de fréquence de la sous porteuse à l’aide de la relation suivante :

= , 428 étant le shift que nous avons défini plus haut et a l’affaiblissement exprimé par un nombre pur.

Il nous faut donc d’abord calculer l’affaiblissement a, l’atténuation A s’exprimant par la relation A = 20 log a, on en déduit :

log a =

Dans une table trigonométrique, il est facile de trouver le nombre a qui a pour logarithme décimal la valeur .

Ainsi, pour la première valeur à la fréquence de 50 kHz, correspond une atténuation de 7 dB.

log a = = 0,35 , on cherche dans une table, le nombre qui a pour logarithme décimal 0,35 et on trouve 2,239.

On peut alors calculer la valeur du shift correspondant à un signal modulant de 50 kHz :

= = 191 kHz

On fait de même pour toutes les autres valeurs de façon à compléter le tableau de la (figure 41) .

Il nous faut maintenant calculer l’indice de modulation m qui est égal à la valeur du shift divisé par la fréquence du signal modulant m =  .

Ainsi, pour la première valeur du tableau, on trouve :

m = = 3,82

On fait de même pour toutes les autres valeurs, ce qui permet de trouver les indices de modulation.

Le graphique de la (figure 42) représente la courbe de l’indice de modulation en fonction de la fréquence du signal modulant. Or, en observant ce graphe, on constate que pour les fréquences supérieures à 400 kHz, l’indice de modulation est inférieur à 1 pour devenir ensuite très faible plus on monte en fréquence.

On a donc choisi la modulation de fréquence en SECAM car cette modulation est insensible à toute modification de la courbure d’enveloppe à condition toutefois que l’indice de modulation soit élevé. Or, nous venons de voir qu’il n’en était rien pour les fréquences supérieures à 400 kHz.

Il faut donc faire subir à la sous porteuse une correction afin que l’indice de modulation soit à la fois le plus élevé et le plus homogène possible. Pour mieux appréhender l’indice de modulation en fonction des fréquences du spectre chrominance, on considère la composante chrominance de 1 MHz et avec les fonctions de Bessel, on calcule l’amplitude des bandes latérales.

On ne retient que les composantes dont l’amplitude est supérieure à 2%. Les calculs très complexes que nous ne présentons pas car sortant du cadre de cette théorie, nous donnent les amplitudes des bandes latérales que nous appelons BL , BL et BL et qui sont reportées dans la (figure 43) .

On observe que les bandes latérales de rang 1 sont affaiblies de 80%, celles de rang 2 n’ont qu’une faible amplitude (2,1%) et celles de rang 3 qui n’ont qu’une amplitude de 0,1% seront négligées puisque inférieures à 2%, comme nous l’avons dit précédemment.

On fait donc subir à la sous porteuse chrominance une correction de mise en forme qui est effectuée par un filtre dont la courbe de réponse est représentée par le (figure 44) . Ce filtre est appelé circuit anti cloche car la forme de sa courbe de réponse est l’inverse de celle du filtre cloche utilisé à la réception et dont la forme rappelle une cloche.

La fréquence d’accord de ce circuit est de 4,28625 MHz. On constate que la sous porteuse bleue n’est seulement qu’à 36 kHz de la fréquence d’accord du circuit alors que la sous porteuse rouge est à 120 kHz.

Ainsi, la sous porteuse rouge est plus favorisée que la sous porteuse bleue, ce qui correspond à ce qui a été dit à propos de la sensibilité plus grande du rouge au bruit. Les composantes BL sont amplifiées et les composantes BL sont, elles, très amplifiées. Après passage dans ce circuit, les amplitudes relatives des bandes latérales du spectre de chrominance sont telles que les représente la (figure 45) .

On remarque que les bandes latérales de rang 3 ont disparu car leur amplitude avant correction était inférieure à 2%.

D’autre part, les amplitudes de la fréquence centrale et des bandes latérales de rang 1 sont à peu prés identiques.

Le circuit qui réalise cette mise en forme est représenté à la (figure 46) . Pour un tel circuit, les valeurs théoriques sont les suivantes :

L = 1,95 H C = 650 pF R = 870

L = 3,7 H C = 350 pF R = 6,42

Notons que ce circuit donne la loi de transmission suivante :

G = 10 log , dans cette formule, exprime la dissonance qui est le désaccord entre la fréquence d’accord (fo) du circuit et la fréquence considérée (f) selon la relation suivante :

= -

2) Conséquences de la mise en forme de la sous porteuse sur les signaux D’B et D’R

Nous venons de voir que le filtre anti cloche favorise d’autant plus les fréquences latérales que celles-ci sont plus éloignées de la fréquence d’accord du circuit.

En conséquence, cette correction anti cloche modifie d’une façon sensible la forme des signaux de chrominance. En effet, lorsque les signaux D’B et D’R modulent leur porteuse respective, ils ont d’une part, des amplitudes différentes et d’autre part, présentent des zones de transitions marquées par des pointes, issues du circuit de préaccentuation. Ceci provoque donc des shifts de fréquence de la sous porteuse à la fois différents et importants. Or, nous venons de voir que le circuit anti cloche conférait à la sous porteuse une amplitude différente en fonction de sa fréquence.

Il résulte de tout ceci que le filtre anti cloche module en amplitude le signal de sous porteuse modulée en fréquence. La (figure 47) représente la transformation fréquence/amplitude du signal de sous porteuse D’B à l’aide de la courbe anti cloche et les amplitudes relatives de la sous porteuse D’B pour chaque palier de la mire de barres. La référence est le signal Y’ qui vaut 100%.

On constate que la fréquence de repos de la sous porteuse est décalée de 36 kHz par rapport à la fréquence d’accord du filtre anti cloche.

Ainsi, les amplitudes relatives de la sous porteuse sont différentes pour des shifts égaux de la sous porteuse. A la barre jaune correspond une amplitude relative de 51,8% alors que la barre bleue a une amplitude de 39,6%, le shift de la sous porteuse étant pourtant identique pour les deux et égal à 230 kHz.

Les mêmes remarques sont à faire pour la sous porteuse D’R dont la (figure 48) représente la transformation fréquence/amplitude.

La fréquence de repos de la sous porteuse est décalée de 120 kHz par rapport à la fréquence d’accord du filtre anti cloche ce qui confère des amplitudes relatives importantes aux barres cyan et vert respectivement 67,8 et 61,5%.

Nous pouvons maintenant résumer dans le tableau de la (figure 49) les amplitudes relatives de la sous porteuse pour la mire de barres.

Il est, d’autre part,intéressant de voir quelle forme ont ces sous porteuses D’R et D’B après correction.

La (figure 50) représente d’abord la sous porteuse modulée en fréquence telle que nous l’avons vu dans un chapitre précédent. Nous avons bien un signal modulé en fréquence et d’égale amplitude, puis en dessous, la forme de cette même sous porteuse telle qu’elle ressort du filtre anti cloche, c'est-à-dire avec une modulation d’amplitude ainsi que nous l’avons vu précédemment.

Remarquons l’amplitude de chaque barre et les pointes de sous porteuse qui se développent lors des transitions. Ceci se justifie facilement quand on se souvient qu’aux transitions, il y a une préaccentuation qui accentue justement l’amplitude des signaux modulant D’R et D’B expédiant par la même, la sous porteuse loin de la fréquence de repos ce qui produit au niveau du filtre anti cloche, une augmentation notoire de l’amplitude de la sous porteuse.

Nous arrivons presque au terme de notre explication du procédé SECAM III B et il est bon de résumer, à l’aide d’un synoptique, ce que nous venons de voir.

Nous en étions restés sur le synoptique de la (figure 30) à la sous porteuse modulée en fréquence à la sortie du commutateur électronique. Nous avons vu ensuite que l’on fait subir à la sous porteuse des inversions de phase pour des raisons de compatibilité. Le schéma synoptique de la (figure 51) représente ce que nous avons vu jusqu’à présent.

Après le circuit anti cloche, le signal de chrominance est ajouté au signal de luminance Y’ : on obtient ainsi le signal vidéo composite qui va moduler l’émetteur.

La (figure 52) donne l’aspect d’un signal vidéo composite d’une mire de barres. On voit que le signal de chrominance est bien superposé au signal de l’échelle des gris.

Pour terminer, nous résumons les fréquences de la sous porteuse dans la (figure 53) et le synoptique de la (figure 54) représente un codeur SECAM.

Ce synoptique mérite quelques commentaires. Nous reconnaissons, après la caméra, les circuits de matriçage luminance et chrominance qui délivrent respectivement les signaux E’ Y et E’R – E’ Y et E’B – E’ Y.

Ces deux derniers deviennent D’R et D’B et sont pré accentués puis limités en amplitude. Ils modulent en fréquence ensuite deux porteuses issues de deux multiplicateurs qui reçoivent un signal à une fréquence très précise égale à 15 625 Hz.

Les modulateurs reçoivent également les créneaux du signal d’identification que la porte ne délivre que pendant 576 s toutes les 20 ms, c'est-à-dire 9 lignes à chaque début de trame.

Les deux signaux modulés en fréquence arrivent au commutateur électronique qui, à la fréquence ligne, délivre séquentiellement le signal issu du modulateur D’B puis celui issu du modulateur D’R. Ce signal est ensuite transmis à un commutateur de phase via un circuit qui le transmet en phase et déphase de .

Ce commutateur chargé d’inverser la phase de la sous porteuse reçoit deux signaux de commande : d’une part, un signal carré symétrique de 40 ms de période et d’autre part, un signal de période égale à 192 s. Le premier commande l’inversion de phase à chaque trame et le second l’inversion de la phase pendant une ligne et ce, une ligne sur trois.

Cette sous porteuse est ensuite corrigée selon une loi mathématique complexe au niveau du filtre anti cloche.

Cette sous porteuse est dirigée vers un additionneur qui reçoit les signaux de synchronisation et le signal luminance E’ Y via une ligne à retard.

Cette ligne à retard est nécessaire pour retarder les signaux de luminance et synchronisation afin qu’ils soient en phase avec la sous porteuse. En effet, les signaux de chrominance prennent du retard par rapport au signal de luminance. Ceci est du à la bande passante plus faible des circuits de la voie de chrominance par rapport à la bande passante des circuits de luminance. Ce retard est appelé retard de groupes.

Le signal vidéo composite délivré par l’additionneur est acheminé vers le modulateur en amplitude qui transmet à l’antenne le signal HF.

V – Le SECAM IV

Le procédé SECAM IV combine le transmission en modulation de phase du NTSC et la transmission séquentielle en SECAM III.

Ce procédé a été mis au point en France puis repris par l’URSS qui en a fait le système NIR . Ce procédé a été ensuite abandonné par les pays de l’Est.

Actuellement, le SECAM IV n’est donc toujours pas utilisé. Voyons son principe :

Tout comme en NTSC, les signaux R’ – Y’ et B’ – Y’ modulent en amplitude à porteuse supprimée, deux sous porteuses en quadrature qui, mélangées, donnent l’équivalent d’une sous porteuse modulée en phase.

Arrivé à ce point, il faut tout de même faire une distinction : en NTSC, ce sont les signaux I’ et Q’ qui sont appliqués aux modulateurs alors qu’en SECAM IV, ce sont les signaux R’ – Y’ et B’ – Y’.

D’autre part, en NTSC, l’information de chrominance est transmise à chaque ligne alors qu’en SECAM IV, elle n’est transmise qu’une ligne sur deux et pendant les lignes paires.

Pendant les lignes impaires, on transmet un signal de référence ayant une phase de + 90° et dont l’amplitude est égale à l’amplitude du signal de chrominance transmis pendant la ligne précédente (figure 55) .

Ainsi, à la réception, il n’y a pas besoin d’effectuer une restitution de porteuse comme en NTSC . Le décodage s’effectue comme en SECAM III B, à l’aide d’une ligne à retard et d’un permutateur.

Avec cette ligne à retard, on dispose ainsi en permanence d’un signal de sous porteuse (0R) qui sert de référence de phase et d’un signal modulé en phase (0P) qui est démodulé par un détecteur synchrone. Ce procédé n’a pas trouvé d’application pratique.